Sistemas de alimentação
Fontes primárias de Corrente Alternada (CA)
Fontes
primárias
Frequência
Tensão
Européia
50Hz
220, 230V (175-265V)
Amer./Jap.
60, 50Hz
110, 100V (85-135V)
Universal
50-60Hz
90-240V (85-265V)
Aviação
400Hz
115V (80-165V)
Sistema de alimentação com reguladores
lineares
 Poucos componentes.
 Robustos
 Não geram EMI e RFI
Pesados e volumosos
 Baixo rendimento
Comparação entre fontes lineares e chaveadas
Chaveada
Linear
Relação
Potência/Peso
30 a 300W/kg
10 a 30W/kg
Relação
Potência/Volume
50 a 300W/l
20 a 50W/l
“Ripple”da tensão de 1%
saída
0,1%
EMC
Importante
Desprezíveis
Rendimento
65 a 90%
35 a 55%
Revisão dos conversores c.c./c.c
Conversores sem isolamento elétrico:
1. Buck
2. Boost
3. Buck-Boost
Conversores com isolamento elétrico:
1. Flyback
2. Duplo Flyback
3. Forward
4. Duplo Forward
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Como calcular a relação entre as variáveis elétricas?
Vamos recordar as propriedades dos indutores e capacitores em
circuitos elétricos em regime permanente:
• A tensão média em indutor é nula.
• A corrente média em um capacitor é nula.
Caso contrario, a corrente
no indutor e a tensão no
vL = 0 capacitor
cresceriam
indefinidamente
(não
estaríamos em regime
iC = 0
permanente).
+
Circuito em
regime
permanente
Revisão de Fundamentos de Circuitos
Na forma de onda da tensão em um indutor “a soma dos
produtos volts·segundos = 0”
Comando
t
Circuito em
regime
permanente
iL
+
iL
-
t
vL = 0
vL
+
t
-
d·T
Áreas iguais
T
1. Análise do conversor Buck
Modo de condução contínuo
Hipóteses:
• A tensão de saída Vo é constante durante um ciclo de
chaveamento.
Comando
• A corrente no indutor é sempre maior que zero.
iL
iS= iL
iS
iL
E
VO
E
t
+
- VO
t
iS
t
Durante D·T
iD
iD
+
iD= iL
- VO
Durante (1-D)·T
t
d·T
T
2. Análise do conversor Buck
+
vL
+
E
iO
iL
iC
Comando
vO
R
-
• Tensão média nula no indutor
(E- VO)·D·T - VO·(1-D)·T = 0 
VO = D·E
t
iL
IO
t
vL
E- VO
+
t
-
D·T
• Corrente média nula no capacitor
IL = IO = VO/R
T
- VO
3. Análise do conversor Buck
vS
+
iS
iO
-
•Tensões máximas
+
E
+
vD
vO
iD
-
VS max = VD max = E
iL
R
-
• Aplicação do balanço de potências
IS = IO·VO/E

IS = IO·D
• Corrente média no diodo
ID = IL - IS

ID = IO·(1-D)
iS
iD
D·T
T
IS
ID
t
t
4. Análise do conversor Buck
O conversor “buck” pode ser visto como um
transformador de corrente contínua
iO
is
+
vO
R
E
1:D
VO = E·D
IO = Is/D
Transformador ideal de corrente continua
1. Análise do conversor Boost
Modo de condução contínuo
iL
E
iD
iS
vO
• Balanço volts·segundos
E·D·T + (E- VO)·(1-D)·T = 0 VO =
• Tensões máximas
VS max = VD max = VO= E/(1-D)
E/(1-D)
2. Análise do conversor Boost
iL
E
iD
iO
Comando
vO
iS
R
t
iL
IL
t
• Corrente média por diodo
iS
IS
ID = IO = VO/R
t
• Balanço de potência
IL = IO·VO/E

IL = IO/(1-D)
• Corrente media no transistor
IL = ID + IS

Is = IO.D/(1-D)
iD
ID
t
D·T
T
O curto-circuito e sobrecarga no
conversor Boost
E
R
Este caminho de circulação de corrente não pode
ser interrompido atuando sobre o transistor. O
conversor não pode ser protegido desta
forma.
vS
+
+
1. Análise do conversor Buck-Boost
Modo de condução contínuo
-
vD
-
+
E
vO
vL
-
R
• Balanço volts·segundos
E·D·T - VO·(1-D)·T = 0 VO =
E·D/(1-D)
• Tensões máximas
VS max = VD max = E+VO= E/(1-D)
+
2. Análise do conversor Buck-Boost
iS
IO
iD
t
vO
iL
E
Comando
R
+
• Corrente média por diodo
iL
IL
t
iS
IS
ID = IO = VO/R
t
• Balanço de potência
IS = IO·VO/E

IS = IO·D/(1-D)
• Corrente media no indutor
IL = ID + IS

IL = IO/(1-D)
iD
ID
t
D·T
T
O modo de condução nos três conversores
básicos (I)
(somente um indutor e um diodo)
iL
iL
E
Conversor
com indutor
e diodo
IL
iO
t
+
R vO
-
Comando
t
D·T
T
O valor médio de iL depende de IO:
IL = I O
(buck)
IL = IO/(1-D) (boost e buck-boost)
O modo de condução nos três conversores
básicos (II)
iL
• Ao variar IO varía o valor médio de iL
R1
• Ao variar IO não varíam as derivadas de iL
(dependem de E e de VO)
IL
t
iL
R2 > R1
IL
Modo de condução contínuo
t
iL
Rcrit > R2
IL
t
Modo de condução crítico
O modo de condução nos três conversores
básicos (III)
iL
Rcrit
O que acontece se R > Rcrit ?
IL
t
iL R3 > Rcrit
Modo contínuo
IL
t
iL
R3 > Rcrit
IL
t
Modo descontínuo
Fatores que originam o modo de condução
descontínuo do conversor:
iL
• Diminuição do valor do indutor.
t
iL
iL
• Diminuição da
chaveamento.
freqüência
de
t
t
• Aumento do valor do resistor de
carga (diminuição do valor médio da
corrente no indutor).
Modo descontínuo de condução
Comando
Existem 3 estados distintos:
iL
t
• Condução do transistor
(D·T)
IL
• Condução do diodo
(D’·T)
t
• Transistor e diodo bloqueados (1-D-D’)·T
iD
ID
vL
+
Exemplo
t
-
D·T D’·T
T
VO
VO
E
E
t
VO
E
(D·T)
E
(D’·T)
VO
E
(1-D-D’)·T
VO
Relação de transformação no modo
descontinuo (p.e. buck-boost)
iL
iLmax
IL
iD
t
iLmax
VO
E
(D·T)
ID
vL
+
VO = L·iLmax/(D’·T)
t
E
E
(D’·T)
-
D·T D’·T
T
VO
E = L·iLmax/(D·T)
VO
ID = iLmax·D’/2
ID = VO/R
t
Relação de transformação M=VO/E :
M =D/(k)1/2 , sendo: k =2·L / (R·T)
Fronteira entre modos de condução
(buck-boost)
• Relação transformação modo descontinuo, M:
M = D / (k)1/2 , sendo: k = 2·L / (R·T)
• Relação transformação modo continuo, N:
N = D / (1-D)
Rcrit
iL
t
• Na fronteira: M = N, R = Rcrit ,
kcrit = (1-D)2
• Modo contínuo:
iL
k > kcrit
• Modo descontínuo:
k < kcrit
k = kcrit
Extensão a outros conversores
Buck
BuckBoost
Boost
N=D
N=
1
1-D
2
M=
1+
4·k
1+ 2
D
1+
4·D2
1+
k
M=
N=
M=
D
1-D
D
k
2
kcrit = (1-D)
kcrit = D(1-D)2
kcrit = (1-D)2
kcrit max = 1
kcrit max = 4/27
kcrit max = 1
1. Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor buck-boost
Muito fácil incorporar o
isolamento galvânico
2. Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor buck-boost
Conversor Flyback
O indutor e o transformador podem ser
integrados
em
um
único
dispositivo
magnético. Este dispositivo magnético se
calcula como um indutor, e não como um
transformador.
• Deve armazenar energia.
• Normalmente tem entreferro
Análise do conversor Flyback
Modo de condução contínuo
“Soma dos produtos
(volts/espiras)·segundos = 0”
D·T·E/n1 - (1-D)·T·VO/n2 = 0
 VO = E·(n2/n1)·D/(1-D)
Máximas tensões
+
-
vD
+
n1
E
n2
+
-
vS
VS max = E+VO·n1/n2 = E/(1-D)
vO
-
VD max = E·n2/n1 + VO= E·(n2/n1)·/(1-D)
Conversor Duplo Flyback
S1
D2
D3
VO
S2
E
D1
n1 : n2
 Dois transistores
VO = E·(n2/n1)·d/(1-D) (em m.c.)
Dmax = 0.5
VS1 max = vS2 max = E
VD1 max = vD2 max = E
VD3 max = E·(n2/n1)·/(1-D)
 Baixas tensões nos
semicondutores
Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor Boost
•Não é possivel incorporar o isolamento
galvânico com um único transistor
•Com vários transistores  pontes alimentadas
em corrente
1. Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor buck
Lm
Não pode ser feito porque o transformador não
pode ser desmagnetizado
2. Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor buck
D2
Lm D1
Não pode ser feito porque o transformador é
desmagnetizado instantaneamente (sobretensão infinita).
3. Incorporação do isolamento galvânico ao
conversor buck
Lm
Esta é a solução
Dipolo de tensão
constante
Operação em regime permanente de um
elemento magnético com dois enrolamentos
Lei de Faraday:
Circuito em regime
+
v1
A
Em regime permanente:
v2
-

B
DF = FB - FA = (vi/ni)·dt
permanente
+
vi = ni · dF/dt
n1 : n2
Se se excita o elemento
magnético com ondas quadradas:
(DF)em um período =0
Logo:
(vi /ni) = 0
“soma dos produtos (volts/espiras)·segundos = 0”
Operação em regime permanente de um elemento
magnético com vários enrolamentos: exemplo
F
E
V1
n1
t
vi/ni
+
n2
Fmax
V1/n1
-
D1·T D2·T
V2
V2/n2
t
T
“Soma dos produtos (volts/espiras)·segundos = 0”
(E/n1)·D1·T - (V2/n2)·D2·T = 0

D2 = D1·n2·E/(n1·V2)
Para assegurar a desmagnetização:
D2 < 1 - D1
1. O conversor Forward
V1
Desmagnetização baseada
na tensão de entrada
V1 = V2 = E
n1
n2
V2
E
Levando em conta:
D’ = D·n2/n1
D’ < 1 - D
n1
n2
obtemos:
D < n1/(n1 + n2)

Dmax = n1/(n1 + n2)
2. O conversor Forward
+
n1
E
+
-
vD2
+
-
vS
n2:n3
-
vD1
VO
Durante D·T
Dmax = n1/(n1 + n2)
VS max = E+E·n1/n2 = E/(1-Dmax)
VD1 max = E·n3/n1
VD2 max = E·n3/n2
+
E·n3/n1 - VO
VO = D·E·n3/n1
(modo contínuo)
+
VO
Durante (1-D)·T
3. O conversor Forward
iD3
iD2
iL
iL
iO
iO
t
iD2
t
n1
E
iD1
iS
n2:n3
VO
iD1
t
iS
iD2·n3/n1
ID2 = IO·D
ID1 = IO·(1-D)
Im = E·T·D2/(2·Lm)
IS = IO·D·n3/n1 + Im
t
iD3
t
D’·T
(ref. ao primário)
Comando
ID3 = Im
t
D·T
T
F
Variação de E
t
+
-
vD2
vi/ni
+
n1
E
+
-
vS
-
n2:n3
F
Fmax
vD1
VO
Fmax
E/n1
t
+
E/n2
E mínimo
F
Fmax
t
vi/ni
+
E/n1
-
t
E/n2
Tensão alimentação mínima
t
vi/ni
+
E/n1
E/n2
E máximo
t
Existem outras formas de
desmagnetizar o transformador?
F
VC
Fmax
t
E
Snubber RCD
vi/ni
+
E/n1
-
t
VC/n1
Lm
E
Ld
 Baixo rendimento
 Integração de componente parasitas
 Útil para retificador sincrono autoexc.
Outras formas de desmagnetizar o transformador:
Desmagnetização ressonante
(Resonant reset)
+
E
vT
-
vT
+
t
-
Lm
E
Ld
 Pequena variação de E
 Integração de componentes parasitas
 Útil para retificador sincrono autoexc.
Outras formas de desmagnetizar o
transformador: Snubber ativo
(Active clamp)
VC
F
E
VC = E·D/(1-D)
vi/ni
+
Lm
E
Ld
t
E/n1
-
t
VC/n1
 Dois transistores
 Integração de componentes parasitas
 Útil para retificador sincrono autoexc.
 Fluxo médio nulo
Outras formas de desmagn. o transf.: Conversor
Forward com dois transistores
D2
S1
D4
VO
E
Fmax
D3
S2
D1
F
n1 : n2
Dmax = 0.5
VO = D·E·n2/n1 (en modo continuo)
t
vi/ni
+
E/n1
-
t
E/n1
VS1 max = VS2 max =E
 Dois transistores
VD1 max = VD2 max = E
 Tensão máxima no
VD3 max = VD4 max = E·n2/n1
transistor igual a E
Fonte com múltiplas saídas: Uma saída
controlando o chaveamento do transistor e as
outras com regulador linear
Pos-reguladores
lineares
 Eficiente
 Caro
 Complexo
Fontes com múltiplas saídas baseados em um
único conversor (regulação cruzada)
• Regula-se apenas uma saída
• As outras ficam parcialmente
reguladas
Importante: a impedância parasita
associada a cada saída deve ser a
menor possível
Os conversores “flyback” e “forward” com
regulação cruzada
Funciona bem se o transformador
estiver bem feito
Pior:
1.Presença do indutor de filtro.
2.Os modos de condução de cada
saída podem ser diferentes.
Melhorando a regulação cruzada em o
conversor “forward”
n2
n1
n4
n3
Os dois enrolamentos
operam no mesmo
modo de condução
Condição de projeto:
n1/ n2 = n3/ n4
Revisão dos conversores c.c./c.a./c.c.
Conversores com isolamento elétrico:
1. Push-Pull
2. Meia Ponte
3. Ponte Completa
1. Conversor Push-Pull
Ret. com transf.
“tap” central
Ret. em ponte
Conv. cc/cc “push-pull”
Conv. cc/cc “push-pull”
Ret. com dois indutores
Conv. cc/cc “push-pull”
2. Conversor Push-Pull
Conversor “forward”
Conversor “forward”
B
DB
B
DB
Conversor “push-pull”
H
H
3. Conversor Push-Pull
n1 : n2
n1
n2
L
n1
n2
E
S2
• Circuito equivalente
quando conduz S1:
S1
O que acontece quando nenhum
dos transistores conduz?
VO
L
E·n2/n1
VO
• Circuito equivalente
quando conduz S2:
L
E·n2/n1
VO
4. Conversor Push-Pull
iL1
D1
• Conduzem ambos
diodos  a tensão no
transformador é zero
iL
L
• As correntes iL1 e iL1
devem ser tais que:
VO
D2
iL1 + iL2 = iL
iL1 - iL2 = iLm (sec. trans.)
iL2
• Circuito equivalente quando
não conduzem nem S1 nem S2:
L
VO
5. Tensões no conversor “push-pull”
n1
S2
E
+
n1
S1
n2
v
- S1-
n2
t
vS2
2·E
Dmax = 0.5
D2
t
vD
E·n2/n1
t
vD1
2·E·n2/n1
t
vD2
• A tensão vD é a mesma que em um conv.
“forward” com uma razão cíclica 2·D
 VO = 2·D·E·n2/n1 (en modo continuo)
• vsmax = 2·E
2·E
vS1
VO
t
S2
S1
+
vS2
+ L
vD
-
D1
+
Comando
+
-
vD1
vD1max = vD2max = 2·E·n2/n1
vD2
d·T
2·E·n2/n1
T
t
6. Correntes no conversor “push-pull”
n1 : n2
E
S2
iO
Comando
S1
t
S2
iL
n1
iS2
iL
iD1
L
D1
n2
VO
n1
n2
S1
iS1
t
D2
iS1
t
Dmax = 0.5
iS2
t
iD2
iD1
t
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1)
ID1 = ID2 = IO/2
iD2
t
d·T
T
7. Conversor Push-Pull
n1
E
iS2
S2
B
VO
n1
H
DB
S1
iS1
• No controle por “modo tensão” pode-se saturar o
transformador por assimetrías na duração dos tempos de
condução dos transistores
• Ideal utilizar-se o controle por “modo corrente”
1. Conversor em Meia Ponte (“half bridge”)
S2
E
E/2
D1 +
-
n2
n1
S1
-
VO
vD
D2
-
+
vS1
t
S2
S1
E
vS1
t
E
t
Dmax = 0.5
vD
E·0.5·n2/n1
t
vD1
E·n2/n1
t
vD2
• A tensão vD é a metade daquela que
ocorre no conversor “push-pull”
 VO = D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E
Comando
vS2
n2
+
-
L
+
E/2
+ vS2
-
vD1
vD1max = vD2max = E·n2/n1
vD2
d·T
E·n2/n1
T
t
2. Correntes no Conversor em Meia Ponte
iD1
E/2
S2
D1
E/2
n1
S1
Comando
S1
iS2
n2
E
iL
iS1
iO
iL
L
t
VO
n2
D2
t
S2
iS1
t
Dmax = 0.5
iS2
iD2
t
iD1
t
Correntes médias:
IS1 = IS2 = IO·D·(n2/n1)
ID1 = ID2 = IO/2
iD2
t
d·T
T
1. O Conversor em Ponte Completa (“full
bridge”)
Comando
S3
S3
+
S1
+v
-
vD1
D1 +
-
n2
E
S2
n1
S4
VO
vD
D2
-
vD2
• A tensão vD é igual aquela do conversor
“push-pull”
 VO = 2·D·E·n2/n1 (modo contínuo)
• vsmax = E
S2, S3
t
E
vS1, vS4
t
E
Dmax = 0.5
+
vS4
S1, S4
vS2, vS3
n2
+
-
-
L
vD1max = vD2max = 2·E·n2/n1
t
vD
E·n2/n1
t
vD1
2·E·n2/n1
t
vD2
d·T
2·E·n2/n1
T
t
2. Correntes no conversor em Ponte Completa
iD1
S1
S3
iL
iS3
D1
iO
S1, S4
S2, S3 Comando
t
iL
L
t
n2
E
S2
n1
S4
iS4
n2
iS1, iS4
VO
t
D2
Dmax = 0.5
iS2, iS3
iD2
t
iD1
Correntes médias:
IS3 = IS4 = IO·D·(n2/n1)
t
ID1 = ID2 = IO/2
iD2
t
d·T
T
Problemas de saturação do transformador do
conversor em ponte completa
• No controle por “modo tensão” pode-se saturar o
transformador por assimetrías na duração dos tempos de
condução dos transistores
• Soluções:
• Colocar um capacitor em série CS
• Usar controle por “modo corrente”
S1
S3
S2
S4
E
CS
VO
Conversores com Barramento tipo Fonte de Corrente
Conversor c.c./c.c. “PushPull” alimentado em corrente
Conversor c.c./c.c. em ponte
alimentado em corrente
1. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
n1
S1
S2
t
VO
n2
n1
E
Comando de S1
+
vD1
t
vS1
n2
2·VO·n1/n2
Dmin = 0.5
Conduzem
S1 e S2
E
t
vD2
vD1
E
t
vS2 2·V ·n /n
O 1 2
+
+
vS2
- -
Comando de S2
VO·n1/n2
VO·n1/n2
+
-
+
-
S1 está
bloqueado
E
S2 está
bloqueado
2·VO
VO
vD2
t
2·VO
VO
d·T
T
t
2. Conversor “push-pull” alimentado em corrente
E
E
VO·n1/n2
VO·n1/n2
+
-
+
-
E
E
Conduzem
S1 e S2
S1 bloqueado
Conduzem
S1 e S2
S2 bloqueado
dura t1
dura t2
dura t1
dura t2
d·T
(1-d)·T
Aplicando o balanço “volts·segundos”
 VO = E·(n2/n1)/2(1-D)
(modo contínuo)
3. Correntes no “push-pull” alimentado em corrente
iD1
iL
E
iS1
S1
n1
iO
n2
S2
iS2
iD2
t
Comando de S2
n2
n1
Comando de S1
t
iL
Dmin = 0.5
t
iS1
t
iS2
IS1 = IS2 = IO·(n2/n1)/4(1-D)
t
ID1 = ID2 = IO/2
iD1
d·T
T
iD2
t
Conversores alimentados em tensão
vs. alimentados em corrente
Modificações
E
VO
Buck
n1
E
D  1-D
1-D  D
VO  E
n1
VO = E·D
n2
VO
n2
E
VO
Boost
E  VO
n1  n2
n2  n1
n1
E
n1
VO = E/(1-D)
n2
VO
n2
“Push-pull” alimentado em
tensão
“Push-pull” alimentado em
corrente
VO = 2·D·E·n2/n1
VO = E·(n2/n1)/2(1-D)
Problema do desligamento do conversor
“push-pull” alimentado em corrente
Temos que garantir que o
fluxo no indutor não se
anule
quando
são
bloqueados S1 e S2 no
momento de desligamento
do conversor
iL
S1
S2
iL
Outro modo de desmagnetizar o indutor de entrada
Desmagnetização
em direção a
entrada
Desmagnetização
em direção a
saída
A ponte completa alimentada em corrente
Desmagnetização em
direção a entrada
Se comporta como un “push-pull”
alimentado em corrente, exceto a
tensão máxima no transistor (que
é Vo*)
Desmagnetização
em direção a saída
Retificador em ponte na saída
“Push-pull” alimentado em corrente
Ponte completa alimentada em corrente
Como devem ser as correntes na entrada e na
saída de um conversor?
Entrada
i1
i2
d
Saída
1-d
i2
i1
Situação ideal
Situação ideal
i1
i2
t
1:N
t
Corrente de entrada em cada conversor
i2
i1
i2
i1
t
t
contínua
Buck
descontínua
i2
i1
i2
i1
t
descontínua
t
Boost
contínua
i1
i2
i1
i2
t
t
descontínua
Buck-boost
descontínua
Filtrando a corrente descontínua de um conversor
Buck
Boost
Buck-Boost
Conversores reversíveis
V1
V2< V1
Fluxo de potência
Redutor / elevador
V1
V2
Fluxo de potência
Red.-elev. / Red.-elev.
Retificador síncrono
• Em conversores com tensão de saída baixa (≈ 1,2 a 5V)
e correntes muito elevadas (>20A), a queda de tensão no
diodo retificador, vis a vis da tensão de saída, é elevada e
torna difícil o controle da tensão de saída.
• A queda de tensão de um diodo PIN é da ordem de 1,0V
enquanto que a do diodo Schotky é de 0,5V.
• Solução: Retificador síncrono apresenta queda de
tensão inferior a 0,1V
Retificador Síncrono
Porta
Fonte
Curto circuito
n+p
Diodo
parasita
p
nn+
Dreno
O transistor MosFet é utilizado como diodo, graças a
pequena rdson
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V)
Retificação convencional
Retificação síncrona
Retificador Síncrono autoexcitado (Vsaida < 5V)
Retificadores de meia onda
Retificação convencional
Retificação síncrona
Conversor Meia Ponte assimétrico
(1-D)·E
D
E
D·E
1-D
Meia ponte com controle
complementar
(1-D)·E
E
D
D·E
1-D