Conversor Directo com Interruptor Ressonante e Funcionamento a Frequência
Constante
Luís M. Torreira Fidalgo 1 e J. M. F. Dores Costa 2
INESC, Rua Alves Redol, 9, 1000 Lisboa, Portugal
Resumo
Apresenta-se um novo conversor comutado de corrente
contínua, derivado do conversor directo (forward), que pode
ser usado com frequência de comutação elevada sem redução
do rendimento. O novo conversor tem dois interruptores
activos que permitem o funcionamento com frequência de
comutação constante. O interruptor principal comuta com
tensão nula e e o segundo com corrente nula. Tem ainda a
vantagem de não necessitar um circuito adicional para
desmagnetizar o transformador.
I. INTRODUÇÃO
Nos conversores de potência comutados, o aumento da
frequência de comutação tem vantagens porque permite
aumentar a relação potência/volume. Todavia, porque as
perdas de comutação nos interruptores (transistores e díodos)
são proporcionais à frequência, o aumento da frequência faz
baixar o rendimento. Uma forma de se ultrapassar este
inconveniente consiste em associar bobinas e condensadores
aos interruptores dos conversores convencionais de tal forma
que as correntes e/ou tensões tenham troços sinusoidais, o
que permite que a comutação se efectue nos instantes em que
a corrente é nula (ZCS - Zero Current Switching) ou em que
a tensão é nula (ZVS - Zero Voltage Switching) [1, 2]. É este
o caso, por exemplo, dos conversores quase-ressonantes
(QR) [3], dos conversores multi-ressonantes (MR) [4] e dos
conversores quase-square-wave (QSW) [5]. Os componentes
reactivos associados aos interruptores permitem, também,
absorver os elementos parasitas que degradam o
funcionamento dos conversores quando a frequência de
comutação é elevada.
Os conversores QR e MR apresentam sobreintensidades ou
sobretensões nos interruptores, que são desvantajosas, porque
obrigam ao sobredimensionamento dos componentes e fazem
aumentar as perdas de condução. Os conversores QSW-ZVS
têm a vantagem de manterem a tensão nos transistores com
valor máximo igual ao que ocorre nos conversores
comutados convencionais; no entanto, a corrente na bobina
tem elevado tremor e estes conversors só são interessantes
para aplicações de pequena potência.
Os conversores com interruptores ressonantes, na sua
versão básica, são controlados por variação da frequência de
comutação, porque a necessidade de manter ZCS ou ZVS é
incompatível com o funcionamento a frequência constante.
Isto dificulta o projecto dos conversores e obriga ao
1
2
sobredimensionamento dos filtros, motivo pelo qual é
desejável modificar os circuitos daqueles conversores para
que possam funcionar com frequência de comutação
constante [5, 6].
Neste artigo, apresentamos uma nova topologia de
conversor directo que se distingue da convencional por
utilizar um interruptor ressonante no primário e um
interruptor unidireccional em corrente, no secundário; esta
combinação de interruptores permite a comutação com
frequência constante e pode considerar-se uma aplicação do
interruptor múltiplo que foi proposto em [5] para os
conversores QSW-ZVS sem isolamento galvânico. Descrevese o funcionamento e apresentam-se os resultados
experimentais de um protótipo deste novo conversor.
II. CONVERSOR DIRECTO
Na Fig. 1(a) representa-se um conversor directo
convencional, cujo transformador tem um terceiro
enrolamento que, conjuntamente com D3, se destina a
desmagnetizar o núcleo. Num período de comutação, T, o
conversor apresenta as três fases assinaladas nos diagramas
temporais da Fig. 1(b). Admite-se que todos os componentes
são ideais; desprezam-se os tempos de comutação dos
interruptores, o tremor das tensões de entrada e de saída e a
dispersão magnética. A corrente de magnetização do núcleo
do transformador é iµ.
Inicialmente, o interruptor S está aberto, os díodos D1 e D3
estão cortados e D2 conduz. No instante t0 o interruptor S é
fechado; D1 entra em condução e D2 passa ao corte; nesta
situação é v2=VI/N>VO (N=n1/n2), i1 cresce linearmente e
verifica-se a transferência de energia da fonte de entrada para
a bobina LF. No instante t1, S é aberto e o díodo de roda
livre, D2, entra em condução transferindo a energia de LF
para a carga.
Com um transformador real, tem de se prever um circuito
de desmagnetização do núcleo cuja função é devolver à fonte
de tensão VI a energia armazenada no núcleo durante a fase
1, caso contrário o núcleo do transformador satura. A fase 2
termina quando iµ=0 e a sua duração é t2- t1=DTn3/n1.
Nesta fase, a tensão no interruptor S é máxima
vS = VI (1 + n3 n1 )
(1)
Com n3=n1, como é usual, o factor de ciclo, D, não pode ser
superior a 0,5 e S deve ser capaz de bloquear uma tensão
Trabalho realizado enquanto aluno finalista do IST e estagiário do INESC.
Professor Adjunto da Escola Náutica Infante D. Henrique (Paço d’Arcos) e investigador do INESC.
igual a 2VI. Na fase 3 prossegue a fase de roda livre até que
se inicie um novo período de comutação com o fecho de S.
A componente contínua da tensão na carga, VO, é o valor
médio da tensão em D2:
VO = DVI n2 n1
(2)
D
1
L
1
L
3
L
2
v
L
F
v
2 D
2
D2
C
o
R
o
vo
V
I
S
Para a descrição do funcionamento despreza-se o tremor de
iLF e fazem-se as mesmas hipóteses simplificativas
consideradas para o conversor da Fig. 1. Num período de
comutação, o novo conversor directo com interruptor
ressonante apresenta as quatro fases da Fig. 2(b). Os
diagramas temporais relevantes são apresentados na Fig. 3.
Considera-se que o conversor se encontra na fase 1 (t0 a
t1), com S1 e S2 fechados: vD2=v1/N, iLF cresce linearmente
e verifica-se a transferência de energia da fonte de entrada
para a bobina LF.
(a)
D
D
4
3
L
(a)
v
V
D
L
2
1
v
1
S
1
L
2
D
2
F
V
D2
2
C
O
R
O
V
O
I
S
D
1
C
3
v
1
C1
(b)
L
i1
v
LF
i2
1
V
O
L v
2 2
I
Fase 1 t < t < t
0
1
v
i
(b)
v
C1
1
C
I
Fig. 1: Conversor directo; (a) esquema; (b) diagramas
temporais.
As principais limitações desta topologia são a necessidade
de um circuito de desmagnetização e os valores elevados da
tensão e da corrente no transistor nos instantes de comutação.
i
L
2
F
1
L
1
2
v
V
O
2
Fase 2 t < t < t
1
2
v
v
C1
C
I
III. CONVERSOR DIRECTO COM INTERRUPTOR
RESSONANTE
Na Fig. 2(a), representa-se o conversor que se obtém do
conversor directo, colocando um condensador em paralelo
com o interruptor S de modo a obter-se um interruptor
ressonante; C1 pode entrar em ressonância com a bobina de
magnetização do transformador, Lµ, (Lµ=L1, se se desprezar
a dispersão), permitindo que S1 comute com tensão nula. No
secundário, coloca-se um interruptor unidireccional (em
corrente), constituído pela associação do interruptor activo S2
com o díodo D1; este interruptor permite que se regule a
tensão de saída sem alterar a frequência de comutação. A
presença de D1 é essencial para garantir a descarga completa
de C1 e, portanto, a comutação de S1 com tensão nula.
L
L
1
i
L
2
L
2
v
2
1
F
i
O
V
O
Fase 3 t < t < t
2
3
i
v
I
1
L
1
L
2
i
v
L
2
2
F
V
O
Fase 4 t < t < t
3
4
Fig. 2: Conversor directo com interruptor ressonante;
(a) esquema; (b) fases num período.
A fase 2 (t1 a t2), inicia-se quando o interruptor S1 é
aberto; S2 continua fechado e o díodo D3 não conduz. Sendo
IX a corrente de magnetização em t1, admite-se que C1 se
carrega de modo aproximadamente linear com o valor
máximo da corrente do primário I1= I X + IO N . No instante
t2, quando vC1=vI, S2 é aberto e tem início a fase 3. Na fase
3 (t2 a t3), D2 conduz e existe ressonância entre C1 e Lµ :
iµ = ( I X + IO N ) cos( ω1( t − t2 ))
(3.a)
vC1 = VI + Z1 ( I X + IO N )sen ( ω1( t − t2 ))
(3.b)
com ω1 = 1
(3.c)
Lµ C1
e
Z1 =
Lµ / C1
com
π < ω1T3 < 3π 2 .
Sendo D o factor de ciclo de S1, a razão entre as tensões de
saída e de entrada é, aproximadamente,
VO D − d
=
VI
N
(6)
Com d=0, a razão entre as tensões é máxima e é igual à do
conversor directo da Fig. 1. Para que S1comute com ZVS, D
depende da frequência de comutação, Fs, e de ω1.
Desprezando a duração da fase 2 relativamente à das outras
fases, o intervalo de tempo em que S1 está aberto é
aproximadamente igual a T3. Considerando T3=(1-D)Ts, de
(5) obtém-se
F
D = 1 − s ( arcsen( −V I I1Z1 ) + π )
ω1
(7)
As equações (6) e (7) permitem dimensionar o conversor da
Fig. 3(a). Deve-se também ter em conta os valores máximos
de i1 e de vC1, que se obtêm de (3.a) e (3.b), porque
influenciam as perdas de condução.
Na fase 3 a corrente no primário toma valores negativos e,
para que a descarga de C1 seja completa, deve-se impedir que
circule corrente no secundário através do díodo parasita, D4,
do transistor MOS; esta é a função do díodo D1.
IV. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Fig. 3: Diagrams temporais do conversor da Fig. 2(a).
Durante a fase 3, iµ torna-se negativa, motivo pelo qual não é
necessário um circuito de desmagnetização adicional.
Quando vC1 se anula, em t3, S1 é fechado e inicia-se a fase
4 (t3 a t4) durante a qual v2=vI/N. Esta é uma fase de espera
em que o atraso, dTs, entre o fecho de S1 e o fecho de S2
permite regular o valor médio da tensão de saída, mantendo a
frequência de comutação constante. Após o fecho de S2, o
conversor encontra-se na fase 1 considerada inicialmente e
tem início um novo período de comutação.
O interruptor S1 tem ZVS, o que é uma vantagem em
relação ao conversor directo convencional porque as perdas
são reduzidas quando se eleva a frequência. O interruptor S2
tem ZCS, e o mesmo acontece com D1, porque i2 se anula
antes de S2 abrir.
Para que S1 comute com tensão nula ( vC1 = 0 ), de (3)
conclui-se que se deve verificar a seguinte relação,
Z1 ( I X + IO N ) ≥ VI
(4)
A duração da fase ressonante, T3=t3-t2, é
T3 =
 −V 
arcsen  I 
ω1
 I1Z1 
1
(5)
Para confirmar a análise teórica do novo conversor,
montou-se e testou-se o protótipo da Fig. 4 no qual os
transistores MOS (IRF 540) realizam os interruptores S1 e S2.
As tensões nominais são VI=15 V e VO=5 V e a frequência
de comutação é Fs=260 kHz. O núcleo do transformador é
uma ferrite do tipo RM com Al=250 nH/esp2: L1=16 µH
(n1=8 espiras) e L2=32 µH, (n2=12 espiras); LF =250 mH.
Para se atenuarem as oscilações “parasitas” quando o díodo
de roda livre passa ao corte, colocou-se em paralelo com D2
um circuito amortecedor (snubber) constituído por uma
resistência de 330 Ω em serie com um condensador de 100
nF.
O protótipo inclui o circuito de controlo que gera a onda
rectangular com frequência e factor de ciclo constantes que
comanda M1 (foi determinada para as condições nominais) e
uma tensão em dente de serra com a mesma frequência. O
controlo do atraso da entrada em condução de M2 é feito por
PWM (Pulse Width Modulation) e resulta da comparação da
tensão em dente de serra com uma tensão de controlo à saída
do amplificador detector de erro.
Os diagramas temporais experimentais são apresentados
na Fig. 5 e verifica-se uma boa concordância com as curvas
teóricas.
A curva do rendimento do andar de potência, em função da
carga, encontra-se na Fig. 6. Verifica-se uma queda no
rendimento do andar de potência quando a potência se
aproxima do valor máximo admitido no projecto (20 W); isto
deve-se principalmente às perdas nos díodos D1 e D2 que
não têm as características mais indicadas para o
funcionamento a plena carga.
VI
D1
L1 L2
n1
C3
D. Maksimovic', S. Cúk, "Constant-Frequency Control
of Quasi-Resonant Converters", IEEE Trans. on Power
Electronics, vol. 6, January 1991, pp. 141-150.
LF
M2
n2
[6]
D2
C
4
C
5
v
O
C2
M1
C1
C2, C5 - 100 nF; C3- 2200 µF; C4 - 1000 µF;
D1- 3 díodos 1N 5819 em paralelo; D2 - 1N 5819
Fig. 4: Conversor experimental.
V. CONCLUSÕES
Apresentou-se um novo conversor directo com interruptor
ressonante que tem a vantagem de poder funcionar com alta
frequência sem quebra de rendimento. Para além disto, o
conversor funciona com frequência constante e não é
necessário circuito de desmagnetização do núcleo do
transformador.
O funcionamento do conversor experimental comprovou a
análise teórica e o rendimento do andar de potência pode-se
considerar satisfatório, uma vez que se trata de um protótipo
não optimizado.
Ficou assim demonstrado que o interruptor múltiplo que foi
inicialmente desenvolvido para conversores QSW-ZVS sem
isolamento galvânico, pode ser utilizado num conversor
directo com transformador.
REFERÊNCIAS
Fig. 5: Diagramas temporais experimentais.
80
Rendimento (%)
[1] G. Hua and F. C. Lee, “Soft-Switching PWM Technics
and their Applications”, Proc. EPE Conf., September
1993, pp. 87-92.
[2] G. Hua and F. C. Lee, “Soft-Switching Technics in
PWM Converters”, IEEE Transactions on Industrial
Electronics, vol. 42, December 1995, pp 595-603.
[3] K. H. Liu, R. Oruganti, F. C. Lee, "Quasi-Resonant
Converters - Topologies and Characteristics", IEEE
Trans. on Power Electronics, vol. 2, January 1987, pp.
62-71.
[4] W. A. Tabisz, F. C. Lee, "Zero-Voltage-Switching
Multiresonant Technique - a Novel Approach to
Improve Performance of High-Frequency QuasiResonant Converters", IEEE Trans. on Power
Electronics, vol. 4, October 1989, pp. 450-458.
[5] J. M. F. D. Costa, M. M. Silva,“Constant-Frequency
Control of Quasi-Square-Wave Converters”, Proc.
HFPC’90, pp. 359-368.
75
70
65
60
55
50
3
4
5
6
7
8
10
12
16
Potência na saída (W)
Fig. 6: Variação do rendimento com a carga.
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22