Eletrônica III (ELO III)
Prof. Victor Sonnenberg
PROGRAMA
01. Apresentação do programa da disciplina: Amplificador Diferencial. Sedra - Cap. 6 pag. 451 a 472.
02. Amplificador Diferencial. Sedra - Cap. 6 - pag. 451 a 472.
03. Resposta em Freqüência de amplificadores: Baixa freqüência. Sedra - Cap. 7 pag. 536 a 572.
04. Resposta em Freqüência de amplificadores: Alta freqüência. Sedra - Cap. 7 pag. 536 a 572.
05. Resposta em Freqüência de amplificadores: Continuação e exercícios.
06. Sensores Passivos: Óticos (fotodiodos e fototransistores).
07. Realimentação: Série-Paralelo e Série-Série. Sedra - Cap. 8 - pag. 608 a 637.
08. Realimentação: Paralelo-Paralelo e Paralelo-Série. Sedra - Cap. 8 - pag. 637 a 654.
09. Realimentação e exercícios.
10. Amplificador de Potência: Classe A e B. Sedra - Cap. 9 - pag. 687 a 700.
11. Amplificador de Potência: Classe AB e exercícios. Sedra - Cap. 9 - pag. 700 a 708.
12. Dispositivos Eletrônicos Especiais: SCR, DIAC e TRIAC.
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1
CRITÉRIO DE AVALIAÇÃO
MF = MT * FL
onde: MF = Média Final
MT = Média das avaliações teóricas ( T1 e T2 )
FL = Fator de Laboratório
Sendo: Média de Teoria: MT = (0,4T1 + 0,6T2)*FT e
Fator de Laboratório: FL = (PP * K * 0,03) + 0,70
T1 e T2 = provas teóricas realizadas nos períodos marcados pela FEI.
FT = Fator de teoria ( 0 < FT < 1,0; será subtraído 0,1 por atividade não entregue ou
recusada ).
PP = Projeto Prático individual a ser desenvolvido em laboratório.
K = Fator de relatório com 0 ≤ K ≤ 1,4 : será subtraído 0,2 por atividade não entregue
ou recusada.
BIBLIOGRAFIA BÁSICA
- Microeletrônica – Sedra/Smith – Makron Books
- Dispositivos e Circuitos Eletrônicos – Bogart - Makron Books
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2
Capitulo 6 - Amplificador diferencial – pag. 451
(As figuras e as equações estão numeradas conforme o livro Sedra)
Circuito muito utilizado: É o estágio de entrada do amplificador operacional.
Vcc
RC1
vc1
RC2
ic1
Q1
ic2
vc2
Q2
vB1
vB2
-VEE
I
Figura 6.1 – Configuração básica do par diferencial com TBJ (pag 452).
Deve-se ter Q1 = Q2 portanto β1= β2 e
RC1 = RC2 = RC
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3
a)
b)
Vcc
Vcc
RC
Vcc − I Rc
2
vCM
I
2
I
2
Q1
RC
Vcc − I Rc
2
RC
Vcc-IRc
liga
1V
Q2
I 0
RC
vCM -0,7V
I
Vcc
desliga
Q1
Q2
0,3V
I
-VEE
-VEE
Figura 6.2 – Diferentes situações de operação do par diferencial considerando-se α=1
(pag. 453).
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4
c)
d)
Vcc
0 I
RC
Vcc
desliga
-1V
RC
RC
Vcc-IRC
Q1
I
Q2
liga
-0,7V
Vcc
RC
I
Vcc − Rc
2
− ∆IRc
+
vo=2∆IRc
vi
pequeno
Q2
I
+ ∆I
2
Q1
I
Vcc − Rc
2
+ ∆IRc
I
− ∆I
2
I
-VEE
-VEE
Figura 6.2 – Diferentes situações de operação do par diferencial considerando-se α=1
(pag. 453) (Obs.: Item c) o liga e desliga está invertido e item d) falta o + no Vc do Q2 na
figura do livro).
Fazer exercício 6.1 - pag. 454.
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5
• Operação com pequenos sinais do amplificador diferencial
(pag. 454 a 459)
vE é a tensão no emissor da figura 6.1.
I s (vB1−vE ) /VT
i E1 =
e
α
i E1
iE 2
(6.1)
−v ) /V
B
B2 T
1
=e
(v
I s (vB 2 −vE ) /VT
e
iE 2 =
α
(6.2)
(6.3)
iE1
iE 2
1
1
=
=
(6.4)
−
(
)
/
(vB1 − vB 2 ) / VT
v
v
V
iE1 + iE 2
iE1 + iE 2
2
1
B
B
T
1+ e
1+ e
iE1 + iE 2 = I
iE1 = iC1 =
1+ e
(6.6)
e α=1 portanto iC=iE
I
(vB 2 − vB1) / VT
(6.7)
iE 2 = iC 2 =
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(6.5)
I
(vB1 − vB 2 ) / VT
1+ e
(6.8)
6
Considerando-se a equação 6.7 com vB1-vB2=vd e multiplicando-se numerador e
denominador por
i =i =
E1 C1
v / 2V
T
e d
I
(v − v ) /V
1+ e B2 B1 T
I
I vd
iC1 = +
2 2V 2
T
iC 2
I
I vd
= −
2 2VT 2
(6.12)
(6.13)
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7
Vcc
I + g vd
2 m 2
RC
RC
v
Vcc − I Rc − gm Rc d
2
2
+
vd vBE1=VBE+vd/2
-
gm = I e vd << 2VT
2VT
I − g vd
2 m 2
vd
I
Vcc − Rc + gm Rc
2
2
Q1
Q2
vBE2=VBE-vd/2
I
-VEE
Figura 6.4 – Correntes e tensões no amplificador diferencial para um
pequeno sinal diferencial vd aplicado (pag. 457).
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8
Para vd=0 a corrente de polarização I se divide igualmente, I/2 para cada transistor.
Para vd≠0 a corrente de coletor de Q1 aumenta e a de Q2 diminui (ou vice versa) de
igual valor, iC incremental.
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9
• Ganho diferencial de tensão. (pag. 460)
As tensões nos coletores são:
(
)
vc1 = Vcc − I c Rc − g m Rc
vd
2
(6.28)
(
)
vc 2 = Vcc − I c Rc + g m Rc
vd
2
(6.29)
Considerando-se a saída diferencial (entre os dois coletores) tem-se
Ad =
vc1 − vc 2
vd
= − g m Rc
(6.30)
Considerando-se a saída simples (entre um coletor e o terra) tem-se
vc1
1
= − g m Rc
Ad =
vd
2
(6.31)
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10
• Ganho de tensão em modo comum. (pag. 463)
Vcc
a)
b)
Vcc
Vcc
RC
RC
RC
RC
vC1
vC2
vC1
vC2
Q1
vCM
Q2
I
R
Q1
vCM
vCM
-VEE
vCM
I
I 2R
2R
-VEE
Q2
-VEE
Figura 6.10 - a) Amplificador diferencial alimentado por um sinal de tensão em modo
comum. b) Meio circuito equivalente. (pag. 463).
R é a impedância da Fonte de Corrente.
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11
As tensões nos coletores são (pag. 463).
αRc
R
vc1 = −vCM
≈ −vCM c
2 R + re
2R
(6.34)
Rc
vc2 ≈ −vCM
2R
(6.35)
Considerando-se a saída diferencial (entre os dois coletores) tem-se vc1- vc2 =0,
portanto, o ganho em modo comum é nulo (Acm=0).
No caso de saída simples tem-se
R
Acm = − c
2R
(6.36)
A razão de rejeição de modo comum (CMRR), considerando Ad para meio circuito, é
Ad
CMRR =
= g m R (6.38)
Acm
Ad
CMRR = 20 log
Acm
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(6.39)
12
Isto é válido para o circuito perfeitamente simétrico. Porém na prática os circuitos
não são perfeitamente simétricos, o que faz com que o ganho em modo comum não seja
zero. Por exemplo, um descasamento de ∆Rc nas resistências, supondo Rc em Q1 e Rc+∆Rc
em Q2 tem-se.
αRc
vc1 = −vCM
Acm =
2 R + re
Rc
2R
≈ −vCM
∆Rc Rc ∆Rc
=
2 R 2 R Rc
v c 2 = −vCM
αRc + ∆Rc
2 R + re
≈ −vCM
Rc + ∆Rc
2R
(6.40)
O sinal de saída geral será
(
)
vo = A v − v + Acm
d 1 2
(v1 + v2 )
2
(6.43)
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13
• Polarização
vd=0
A fonte de corrente pode ser o representado como na figura 1.
Vcc
RC1
RC2
vo
Figura 1 – Par diferencial com a
fonte de corrente com transistor e
zener.
vo1 vo2
Q1
Q2
vi1
vi2
I
V
Q3
RS
RE
-VEE
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14
A alimentação é dupla sendo simétrica (Vcc, terra, -Vcc) ou assimétrica (Vcc,
terra, -VEE)
A tensão V pode ser Vcc ou terra por facilidade de construção ou qualquer valor
maior que –Vcc ou -VEE.
Equações básicas:
Vcc = Rc I c + V
= Rc I c + V
−V
CB1
CE1 BE1
Vcc = Rc I c + VCE1 + VCE 3 + R E I − V EE
V = RS I S + VZ − V EE
0 = V BE1 + VCE 3 + R E I − V EE
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15
Capítulo 7 - Resposta em freqüência – pag. 536
Até este ponto não se levou em consideração a freqüência do sinal, no
entanto, esta influência o comportamento dos amplificadores.
Inicialmente, definiremos o conceito de decibel e, posteriormente,
analisaremos os circuitos amplificadores (Bipolar e FET) em baixas e altas
freqüências.
BEL (B) ou Decibel (dB)
- Ganho de potência
P2
G(B) = Log ( P1)
10
- Ganho de tensão
G(B) = 2 Log
10
(V2 V1)
P2 )
(
G(dB) = 10 Log
P1
10
G(dB) = 20 Log
10
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(V2 V1)
16
BAIXAS FREQÜÊNCIAS
Considerávamos os capacitores simplesmente como chaves fechadas em corrente
alternada desprezando assim, o efeito da reatância capacitiva devido a freqüência do sinal,
no entanto, conforme a freqüência, este não pode ser desprezado.
A reatância capacitiva (Xc) é dado por
1
Xc =
2πfC
f → Alta (∞)
C
vo
vi
Xc → 0, portanto,
vo
R
=
→1
vi R + Xc
R
f → Baixa (0)
Xc → ∞, portanto,
vo
R
=
→0
vi R + Xc
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17
Curvas de Bode.
vo
vi
0,707 vo
vi
Av= vo
vi
fL
Log f [Hz]
Ou normalizado ou em dB
fL é a freqüência de corte inferior onde a potência na saída cai a metade (ou a
tensão cai de raiz de 2) dada por:
1
f =
L 2πRC
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18
7.3 - Análise de baixa freqüência para um circuito amplificador
com transistor FET. (pag.555)
VDD
CC1
RG1
RD
vo
RL
R
vi
CC2
CS
RG2
RS
Figura 7.10 - O amplificador fonte comum. (pag. 556)
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19
Cálculo do ganho médio AM
CC1 curto
CC2 curto
G
gm vGS
R
RG1
RG2
vi
1/gm
RD
vo
RL
CS curto
Rin
Figura 7.11 - O amplificador fonte comum para análise ac (modelo T) (pag. 556)
AM = −
Rin
gm( RD / / RL )
Rin + R
(7.42)
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20
A análise é feita pelo teorema da superposição, ou seja, considera-se uma
capacitância e despreza-se as demais e depois se faz uma composição dos efeitos.
- Efeito do CC1 considerando-se CC2 e CS → ∞ ou Xc →0
R
CC1
vi
Amplificador
Rin
1
fLC1 =
2πRC1CC1
RC1 = Rin + R
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(7.34)
21
- Efeito do CC2 considerando-se CC1 e CS → ∞ ou Xc →0
CC2
Amplificador
RD
RL
Figura 7.12 - O circuito equivalente de saída (pag. 558) ro → ∞ .
1
fLC2 =
2πRC2CC2
RC2 = RD + RL
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(7.40)
22
- Efeito do CS considerando-se CC1 e CC2 → ∞ ou Xc →0
Amplificador
RCS
1
fLS =
2πRC CS
S
RC = RS / /1 / gm
S
CS
(7.38)
Fazer exemplo 7.6.
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23
Análise de baixa freqüência para um circuito amplificador
com transistor BIPOLAR. (pag.561)
Vcc
CC1
R1
RC
vo
RL
RS
vi
CC2
CE
R2
RE
Figura 7.13 - O amplificador emissor comum para análise ac (pag. 561).
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24
Cálculo do ganho médio AM
CC1 curto
B
RS
gm vΠ
rΠ
R1
R2
vi
CC2 curto
C
E
ro RC
vo
RL
CE curto
RB
Figura 7.14 - O amplificador emissor comum para análise ac (pag. 562) sem
efeito capacitivo desprezando-se rx.
RB // rπ
gm( RC // RL )
AM = −
RB // rπ + RS
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25
CC1
C
B
RS
gm vΠ
rΠ
R1
R2
vi
CC2
ro RC
E
RE
vo
RL
CE
RB
Figura 7.14 - O amplificador emissor comum para análise ac (pag. 562) com
efeito capacitivo desprezando-se rx.
1
fLC1 =
2πRC1CC1
RC1 = RS + (RB / /rπ )
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(7.43)
26
1
fLC2 =
2πRC2CC2
1
fLCE =
2πR'E CCE
RC2 = RL + (RC / /ro )
(
rπ + RB / /RS
R'E = RE / /
β +1
(7.45)
)
(7.44)
Fazer exercício 7.9, 7.10 e 7.11.
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27
ALTAS FREQÜÊNCIAS
Xc =
1
2πfC
f → Alta (∞)
R
vo
vi
C
Xc → 0, portanto,
vo
Xc
=
→0
vi R + Xc
f → Baixa (0)
Xc → ∞, portanto,
vo
Xc
=
→1
vi R + Xc
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28
Curva de Bode.
vo
vi
0,707 vo
vi
Av= vo
vi
fH
Log f [Hz]
Ou normalizado ou em dB
fH é a freqüência de corte superior onde a potência na saída cai a metade (ou a
tensão cai de raiz de 2) dada por:
1
fH =
2πRC
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29
7.4 - Análise de alta freqüência para um circuito amplificador
com transistor FET e bipolar. (pag.563)
Efeitos das capacitâncias internas (junção, de interconecção, de porta).
G
Cgd
D
Rs
RG1
RG2
Vi
Cgs
gm vGS
RD
vo
RL
Rin
Figura 7.16 a) - O amplificador fonte comum para análise ac em altas
freqüências (pag. 565) considerando-se RG1, RG2 e RD da figura 7.10.
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30
Teorema de Miller (pag. 566)
1 I1
Y
I2
2
V2=K V1
V1
1 I1
I2
V1 Y
1
Y2
2
V2=K V1
I1 = Y (V1 − V2 ) = YV1(1 − V2 / V1) = YV1(1 − K )
I = YV
Y = Y (1 − K )
1 11
1
I =YV
2
2 2
Y = Y (1 − 1 / K )
2
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31
RS
vi
Amplificador
Rin
1
fH =
2πR'S C T
CT
R'S = Rin / /RS
CT = Cgs + Cgd (1 − AT ) onde AT = − gm( RD / / RL )
Fazer exemplo 7.7 (pag 570).
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32
Dispositivos Optoeletrônicos
Livro: Dispositivos e Circuitos Eletrônicos Cap.17.3 pag. 335
Autor: Theodore Bogart - 3o Edição
• São os dispositivos cujas características são controlados pela luz ou produzem
luz.
• Aplicação em mostradores visuais, sistemas de alarme, comunicação com
fibras óticas , leitores óticos, lasers, conversores de energia, etc...
• A luz é uma forma de radiação eletromagnética caracterizada por sua
freqüência equivalente ao seu comprimento de onda.
f =
c
λ
onde c é a velocidade da luz (3x108 m/s) e
λ é o comprimento de onda.
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33
A luz visível ocorre em freqüências de
4,3x1014 Hz (7000Å) a 7,5x1014 Hz (4000Å)
Vermelha
Violeta
Infravermelho: freqüências menores que 1012 Hz .
Ultravioleta: freqüências maiores que 5x1017 Hz.
O fluxo luminoso é a taxa em que a energia da luz visível é produzida
por uma fonte, ou que é recebida por uma superfície, e é medida em
lumens (lm) - 1 lm=1,496 mW ou J/s.
Candela = 1 lm/pé quadrado.
Exemplo 17.9 - pag. 336
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34
Células Fotocondutivas - pag. 336
Fotodiodos - pag. 338
• É uma junção PN que pode ser exposta a luz. Quando polarizado
reversamente o fotodiodo comporta-se como um dispositivo fotocondutivo
• São gerados portadores minoritários adicionais pela energia luminosa.
Quanto maior a intensidade de luz, maior a corrente reversa (menor a
resistência efetiva).
• A capacidade de variar a resistência rapidamente, quando existe uma
variação repentina no nível da luz, faz com que o fotodiodo seja útil nas
aplicações digitais de alta velocidade como nas leitoras óticas
(nanosegundos).
• Variação linear entre a luz e a resistência.
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35
IR (mA)
20000 lm/m2
15000 lm/m2
10000 lm/m2
5000 lm/m2
Corrente escura
Polarização reversa
(reg. Fotocondutiva)
Polarização direta
Figura 17.26 Curvas características de um fotodiodo. (pag. 339)
Exemplo 17.11
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36
Fototransistores - pag. 341.
É um transistor onde a base (junção PN) pode ser exposta a luz.
Vcc
IC = (β +1)ICBO
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IC = (β +1)(ICBO+ Ip )
37
IC (mA)
40 mW/cm2
30 mW/cm2
20 mW/cm2
10 mW/cm2
Corrente escura
VCE (V)
Figura 17.28 Curvas características de um fototransistor. (pag. 342)
Fornece um ganho de corrente e, portanto, é mais sensível à luz que o fotodiodo, no
entanto é mais lento (microsegundos).
Variação linear entre a luz e a resistência.
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38
Optoacopladores - pag. 351.
Combina um dispositivo emissor de luz (LED) e um fototransistor em um
mesmo encapsulamento.
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39
Capitulo 8 – Realimentação – pag. 608
Realimentação negativa
Vantagens:
• Dessensibilidade de ganho.
• Redução da distorção não-linear.
• Redução de ruído (S/N relação sinal/ruído (noise)).
• Controle da impedância de entrada e saída.
• Aumento da banda passante.
Desvantagem:
• Redução do ganho.
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40
• Diagrama de Blocos
Fonte de
Sinal
xs
xi
Σ
A
Malha direta
xo
Carga
xf
β
Realimentação
Figura 8.1 – Realimentação negativa. (pag. 610)
xo = Axi
(8.1)
x f = βxo = Aβxi
xi = xs − x f
Ganho direto (malha fechada)
(8.2)
Af =
xs = xi + x f
(8.3)
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xo
A
=
x s 1 + Aβ
(8.4)
41
Aβ
é o ganho de malha.
1 + Aβ
Para
é a quantidade de realimentação ou fator de dessensibilidade.
Aβ >> 1
implica que
Af =
1
β
e x f = xs . Circuito comparador.
Ganho de Realimentação
xf
xs
=
Aβ
1 + Aβ
Exercício 8.1 (pag 611).
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42
8.2 – Propriedades da realimentação negativa (pag. 611).
• Dessensibilidade do ganho.
Derivando-se A f = xo =
xs
Portanto,
dA
A
tem-se dA f =
1 + Aβ
(1 + Aβ ) 2
dA f
1 dA
=
Af
1 + Aβ A
Exercício: Um amplificador em malha aberta apresenta um ganho de tensão
igual a 100 ± 10. Introduzindo-se uma realimentação negativa com 2% da tensão de
saída retornando a entrada, pede-se o ganho com malha fechada.
• Redução da distorção não-linear.
• Redução de ruído (S/N relação sinal/ruído (noise)).
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43
• Aumento da banda passante.
Av
Av
Avf
fLf
f Lf =
fL
1 + Aβ
fH
fL
(8.8)
fHf
f Hf = (1 + Aβ ) f H
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Log f [Hz]
(8.9)
44
8.3 - Topologias básicas (pag. 616)
• Amplificador de tensão.
Realimentação série- paralelo.
RS
VS
Vi
A
RL
Vo
Vf
β
Figura 8.4a – Amostragem de tensão com comparação em série (pag. 617).
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45
• Amplificador de corrente.
Realimentação paralelo - série.
Ii
IS
RS
If
Io
A
RL
β
Figura 8.4b – Amostragem de corrente com comparação em paralelo (pag. 617).
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46
• Amplificador de transcondutância.
Realimentação série- série.
RS
Io
VS
Vi
A
RL
Vf
β
Figura 8.4c – Amostragem de corrente com comparação em série (pag. 617).
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47
• Amplificador de transresistência.
Realimentação paralelo - paralelo.
Ii
IS
RS
A
RL
Vo
If
β
Figura 8.4d – Amostragem de tensão com comparação em paralelo (pag. 617).
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48
8.4 – Amplificador de tensão com realimentação
Série-Paralelo.
Situação ideal.
Ro
Ii
VS
Vi
Ri
Vo
AVi
Vf
Vo
A=
Vi
βVo
Rof
Vs
Rif
AfVs
Vo
Figura 8.8 – Amplificador série-paralelo (pag. 620).
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49
• Resistência de entrada.
Af =
Vo
A
=
Vs 1 + Aβ
Rif =
Vs
Vs
V
V + βAVi
=
= Ri s = Ri i
I i Vi / Ri
Vi
Vi
Rif = Ri (1 + βA)
(8.10)
Portanto, há um aumento na resistência de entrada em circuito realimentado.
• Resistência de saída.
Curto-circuita a entrada (Vs=0) e aplica-se uma tensão de teste (Vt) na saída.
I
Ro
Rof =
AVi
Vt
Vt
I
I=
Vt − AVi
Ro
Vi = Vs − V f = −V f = − βVo = − βVt
0
Rof =
Figura 8.9 Medida da resistência de saída.
(pag. 621)
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I=
Vt + AβVt
Ro
Ro
(1 + Aβ ) (8.12)
50
Situação real
RS
VS
Vi
A
RL
Vo
Vf
Rif
Rout
Rin
β
Rof
RS
VS
Vi
A
RL
Vo
Vf
h11
I1
h12V2
h21I1
V2
h22
Figura 8.10 – Amplificador série-paralelo (pag. 623).
Prof. Victor Sonnenberg
51
RS
VS
Vi
A
RL
h22
Vo
Vf
h11
I1
h12Vo
Vo
Figura 8.10 – Amplificador série-paralelo (pag. 623).
Prof. Victor Sonnenberg
52
RS
V’i
A
R11
A=
RL
V’o
R22
V 'o
V 'i
Malha de
realimentação
Malha de
realimentação
R11
V’f
Malha de
realimentação
V’o
β=
V'f
R22
V 'o
Figura 8.11 – Resumo das regras para determinar A e β para
amplificador série-paralelo (pag. 625).
Rin = Rif − Rs
Rout =
Prof. Victor Sonnenberg
1
1
1
−
Rof RL
53
Exemplo 8.1 (pag. 626) Errata: Rin=767kΩ.
Exercício: Determine o elemento de realimentação, a topologia e o circuito
equivalente de malha fechada.
Vcc
RB
vo
RS
vS
RE
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RL
54
8.5 – Amplificador de transcondutância com realimentação
Série - Série.
Situação ideal.
VS
Io
Ii
Ri
Vi
AVi
Io
A=
Vi
Ro
Vf
βIo
Io
Vs
Rif
AfVs
Rof
Figura 8.13 – Amplificador série-série (pag. 629).
Prof. Victor Sonnenberg
55
• Resistência de entrada (similar item 8.4)
Af =
Io
A
=
Vs 1 + Aβ
Rif =
Vs
Vs
V
V + βAVi
=
= Ri s = Ri i
I i Vi / Ri
Vi
Vi
Rif = Ri (1 + βA)
(8.16)
Portanto, há um aumento na resistência de entrada em circuito realimentado.
• Resitência de saída.
Curto-circuita a entrada (Vs=0) e aplica-se uma corrente de teste (It) na saída.
Rof =
V
AVi
Ro
It
V
It
Vi = Vs − V f = −V f = − βI o = − βI t
V = ( I t − AVi ) Ro = ( I t + AβI t ) Ro Erro no
Rof = (1 + Aβ ) Ro (8.18)
Figura 8.14 - Medida da resistência de
saída (pag. 630).
Prof. Victor Sonnenberg
livro
56
RS
Situação real
Io
VS
Vi
A
RL
Vf
Rif
Rin
Rout
β
RS
Rof
Io
VS
Vi
A
RL
Vf
z11
z22
I2
I1
z12I2
z21I1
Figura 8.15 – Amplificador série- série (pag. 632).
Prof. Victor Sonnenberg
57
RS
VS
Io
Vi
A
RL
Vf
z11
z22
z12Io
Figura 8.15 – Amplificador série- série (pag. 632).
Prof. Victor Sonnenberg
58
RS
I’o
V’i
A
RL
R22
R11
A=
I 'o
V 'i
Malha de
realimentação
Malha de
realimentação
R11
V’f
Malha de
realimentação
I’o
β=
V'f
R22
I 'o
Figura 8.16 – Resumo das regras para determinar A e β para
amplificador série- série (pag. 633).
Rin = Rif − Rs
Rout = Rof − RL
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59
Exemplo 8.2 (pag. 633).
Exercício: Determine o elemento de realimentação, a topologia e o circuito
equivalente de malha fechada.
Vcc
RC
RB
RL
RS
vS
vo
RE
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60
8.6 – Amplificador com realimentação Paralelo- Paralelo e
Paralelo - Série (pag. 637).
• Resistência de entrada no caso de comparação em paralelo.
Rif =
Vi
Vi
Ri I i
=
=
I s I i + I f I i + βAI i
Rif =
Ri
(1 + βA)
(8.21)
Exemplo 8.3
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61
Capitulo 9 – Amplificador de Potência – pag. 687
Estágios de saída - Classificação:
Classe
A
B
AB
C
-Polaridade entre o corte e a saturação
-Polaridade no corte
-Polaridade pouco acima do corte
-Polaridade pouco abaixo do corte
iC
iC
Ic
IC
Ic
0
π
2π
3π
t (s)
0
π
2π
3π
t (s)
Figura 9.1- Classe A e B (pag. 689).
Prof. Victor Sonnenberg
62
iC
iC
Ic
IC
0
π
2π
3π
t (s)
0
π
2π
3π
t (s)
Figura 9.1- Classe AB e C (pag. 689).
Prof. Victor Sonnenberg
63
• 9.2 Estágio de saída Classe A - Seguidor de emissor
Vcc
vi
Q1
vBE1
iE1
R
I
Q2
vo
iL
vo = vi − v BE 1
RL
A corrente I deve ser maior
que a corrente mais negativa
na carga, senão Q1 corta.
Q3
- Vcc
iE 1 = I + i L
- Vcc
Figura 9.2 - Seguidor de emissor - Classe A (pag. 690).
vo max = VCC − VCE1sat
vo min = − IRL
Quando Q1 corta
vo min = −VCC + VCE 2 sat
Quando Q2 satura.
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iE1=0
iL=-I
64
− VCC + VCE 2 sat
I≥
RL
Exercício 9.1
• Curva de Transferência
vo
(VCC - VCE1sat)
VBE1
vi
-IRL
(-VCC + VCE2sat)
Figura 9.3 - Curva de Transferência - Classe A (pag. 691).
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65
• Formas de onda.
VCC
vo
vCE1
t (s)
0
-VCC
2VCC
VCC
iC1max.
PD1
2I
I
0
t (s)
0
pD1=vCE1iC1
VCCI
t (s)
0
t (s)
Figura 9.4 - Formas de onda - Classe A (pag. 692).
Prof. Victor Sonnenberg
66
• Dissipação de potência (pag. 692).
Potência instantânea máxima em Q1 é VCCI para vo=0.
Depende de RL
Para RL aberto, temos ic1=I constante, portanto, para vo= -VCC tem-se
pD1=2 VCCI. No entanto, essa condição não persiste por um intervalo de tempo
longo. Potência dissipada média pD1= VCCI.
Para RL em curto temos uma corrente de carga infinita, consequentemente,
ic1 muito alto, levando ao aumento da temperatura em Q1 e provocando a sua
queima.
Potência máxima em Q2 é 2VCCI para vo=VCC. Na média pD2= VCCI.
Exercício 9.3 pag. 693.
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67
• Rendimento:
η=
Potencia da carga (PL )
Potencia da fonte (PS )
Potência média na carga
para senoidal c/ amplitude Vo
Potência média total (Q1 e Q2)
da fonte de alimentação
^
PS = 2 VCCI
Vo2
PL =
2R L
^
η=
2
o
^
^
V
1 Vo Vo
=
4IR LVCC 4 IR L VCC
Como Vo ≤ VCC e Vo ≤ IRL , o rendimento máximo é obtido quando
Vo = VCC = IRL
η=0,25 ou 25%
Na prática está na faixa de 10 a 20%.
Exercício 9.4 pag. 694.
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68
• 9.3 Estágio de saída Classe B - PUSH-PULL.
Vcc
Para vi>0
QN
vo = vi − v BEN
vi
vo
iL
QP
RL
Para vi<0
vo = vi − v BEP ou
vo = vi + v EBP
- Vcc
Figura 9.5 - Estágio de saída Classe B (pag. 694).
Funcionamento pag. 695.
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69
• Curva de Transferência.
vo
(VCC - VCENsat)
(-VCC + VECPsat-VEBP) VEBP
VBEN
(VCC - VCENsat+VBEN) vi
(-VCC + VECPsat)
Distorção de cruzamento
(crossover)
Figura 9.6 - Curva de Transferência - Classe B (pag. 695).
Prof. Victor Sonnenberg
70
vo
vo
vi
0
t (s)
vi
t (s)
Figura 9.7 - Distorção na saída do Classe B (pag. 696).
Prof. Victor Sonnenberg
71
• Rendimento
η=
Potencia da carga (PL )
Potencia da fonte (PS )
Desprezando-se o crossover tem-se:
Potência média na carga
^
Vo2
PL =
2R L
^
PS =
^
2
o
^
V
η=
2R L
2 Vo
VCC
π RL
Potência média da fonte
(duas meia onda)
^
=
π Vo
2VO
VCC
πRL
4 VCC
O rendimento máximo é obtido quando Vo = VCC
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η=0,785 ou 78,5%
72
• Dissipação de potência.
No ponto quiescente é zero (diferente do classe A que é máxima)
^
^
Vo2
2 Vo
VCC −
PD = PS − PL =
πRL
2 RL
Derivando-se PD em função de Vo, temos Vo que resulta na máxima potência
média dissipada.
Vo =
2
π
PDmax
2
2VCC
= 2
π RL
PDNmax = PDPmax
2
VCC
= 2
π RL
VCC
Prof. Victor Sonnenberg
73
PD
PDmax
η=50%
η=78,5%
0
2VCC
π
VCC
Vo
Figura 9.8 - Dissipação de potência no classe B (pag. 698).
Exemplo 9.1 pag. 698.
Prof. Victor Sonnenberg
74
• Redução da Distorção de Cruzamento.
Vcc
QN
vi
+
vo
Ao
iL
QP
RL
- Vcc
Figura 9.9 - Classe B com amp op para reduzir a distorção de
cruzamento (pag. 699).
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75
• Operação com fonte de alimentação simples.
2Vcc
QN
vo
vi
iL
QP
RL
Figura 9.10 - Classe B alimentado com fonte de alimentação simples
(pag. 700).
Exercício 9.5 pag. 700
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76
• 9.4 Estágio de saída Classe AB (elimina distorção de cruzamento).
VCC
Para vi>0
QN
vi
vo = vi + 0,5VBB − v BEN
0,5VBB
iL
0,5VBB
QP
vo
RL
Para vi<0
vo = vi + 0,5VBB − v EBP
- Vcc
Figura 9.11 - Estágio de saída Classe AB (pag. 701).
Prof. Victor Sonnenberg
77
vo
(VCC - VCENsat)
vi
(-VCC + VCEPsat)
Figura 9.12 - Curva de Transferência - Classe AB (pag. 702).
Prof. Victor Sonnenberg
78
• 9.6 Transistores de Potência.
TJ - Temperatura de Junção - TJ max entre 150 e 200oC.
θJA é a resistência Térmica entre a junção e o ambiente (oC/W).
PD é a potência dissipada (W).
T
J
PD
TJ-TA=θJA PD
θJA
TA
Normalmente é especificado pelo fabricante TJ max , θJA e a potência máxima
dissipada.
P
Dmax
PDo
Inclinação=1/ θJA
0
TAo
TJmax
TA
Figura 9.18 - Curva de degradação de potência (pag. 710).
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79
Exemplo 9.4 pag. 711.
Encapsulamento e Dissipador de Calor
θJA= θJC + θCA
Onde θJC é resistência térmica entre junção e o encapsulamento do
transistor e θCA é resistência térmica entre o encapsulamento e o ambiente.
Ver figura 9.19.
θCA= θCS + θSA
Onde θCS é resistência térmica entre o encapsulamento e o
dissipador de calor e θSA é resistência térmica entre o dissipador de calor e o
ambiente, resultando em:
TJ-TA=(θJC+ θCS + θSA)PD
Prof. Victor Sonnenberg
80
PDmax
PDo
Inclinação=1/ θJC
0
TCo
TJmax
TA
Figura 9.21 - Curva de degradação de potência em função da temperatura
do encapsulamento (pag. 713).
TJmax-TC = θJC PD
Exemplo 9.5 pag. 713.
Prof. Victor Sonnenberg
81
iC
iCmax
1
Limite da dissipação
térmica
2
Limite da dissipação
térmica
3
4
0
BVCEO
vCE
Figura 9.23 - Área de operação segura (pag. 715).
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82
Dispositivos de quatro camadas
Livro: Dispositivos e Circuitos Eletrônicos - Cap.17 pag. 319
Autor: Theodore Bogart - 3o Edição
Conhecido também como Tiristor.
SCR - Retificador controlado de Silício;
DIAC e
TRIAC.
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83
SCR - Retificador controlado de Silício
Anodo (A)
A
P
N
Gatilho
(G)
G
P
K
N
Catodo (K)
Figura 17.5 - Estrutura e símbolo do SCR - Retificador controlado de
Silício. (pag.320)
Prof. Victor Sonnenberg
84
Anodo (A)
A
P
P
Q1
N
Gatilho
(G)
N
N
P
G
P
N
P
Q2
N
K
Cátodo (K)
Figura 17.6 - Equivalente do SCR com dois transistores. (ler pag. 320)
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85
IA
Região de
ruptura direta
VA
IA
R
Corrente de
manutenção IH
VH
Tensão de
manutenção
VAK
IG=0
Região de
chaveamento
VBR(F)
VAK
Região de
ruptura reversa
Figura 17.9 - Curva característica I-V do SCR com IG=0. (pag. 322)
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86
Quando o SCR é fabricado sem gatilho, ele é chamado de diodo Shockley
ou Tiristor. (pag. 323)
Disparo do SRC.
IA
VA
IA
R
VAK
IG
IH0
IH1
IH2
Região de
ruptura direta
IG2
IG1
IG=0
VBR(F2) VBR(F1) VBR(F0) V
AK
Figura 17.11 - Curva característica I-V do SCR com diferentes IG. (pag. 324)
Prof. Victor Sonnenberg
87
DIAC
P
Anodo
(A1)
N
A1
Q1
A1
A1
Q3
N
N
P
Anodo
(A2)
Q2
Q4
A2
A2
A2
Figura 17.18 - Estrutura e símbolo do DIAC. (pag.331)
Prof. Victor Sonnenberg
88
IA
-VBR(F)
Corrente de
manutenção IH
Corrente de
manutenção IH
VBR(F)
VAK
Figura 17.19 - Curva característica I-V do DIAC. (pag. 332)
Prof. Victor Sonnenberg
89
TRIAC
A1
A1
Q1
G
Q3
Q4
Q2
G
A2
A2
Figura 17.20 - Estrutura e símbolo do TRIAC. (pag.332)
Prof. Victor Sonnenberg
90
IA
Corrente de
manutenção
-VBR(F0) -VBR(F1)
IG=0
IG1
IG1
IH0
IH1
IH0
IH1
IG=0
VBR(F1) VBR(F0) VAK
Corrente de
manutenção
Figura 17.21 - Curva característica I-V do TRIAC. (pag. 333)
Prof. Victor Sonnenberg
91