UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ
CAMPUS CURITIBA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA E
INFORMÁTICA INDUSTRIAL - CPGEI
GERALDO LUIZ KOSEL
UNIDADE DE MEDIÇÃO PARA SENSORES A FIBRA ÓTICA
EMPREGANDO FILTROS DIGITAIS EM FPGA
DISSERTAÇÃO
CURITIBA
2009
GERALDO LUIZ KOSEL
UNIDADE DE MEDIÇÃO PARA SENSORES A FIBRA ÓTICA
EMPREGANDO FILTROS DIGITAIS EM FPGA
Dissertação apresentada ao Programa
de Pós-Graduação em Engenharia
Elétrica e Informática Industrial da
Universidade Tecnológica Federal do
Paraná como requisito parcial para a
obtenção do título de “Mestre em
Ciências” – Área de concentração:
Informática Industrial.
Orientador: Prof. Dr. Jean Carlos
Cardozo da Silva.
Co-orientador: Prof. Dr. Hypolito José
Kalinowski.
CURITIBA
2009
DEDICATÓRIA
Ao meu avô, Geraldo Fischer (1929-2006†)
AGRADECIMENTOS
Agradeço ao meu orientador, Jean Carlos Cardozo da Silva, pela oportunidade,
confiança, contribuições, ensinamentos, apoio e paciência.
Aos meus colegas de laboratório, Valmir, Aleksander, Maura, Nilton, Giovana,
Roberson e, em especial, Leandro, que participou das atividades do laboratório e
sem sua ajuda seria impossível concluir este trabalho.
Aos colegas das disciplinas e do grupo de fotônica da UTFPR, com os quais
pude aprender e compartilhar conhecimentos.
Aos professores do CPGEI, em especial ao professor Hypolito.
A minha família e a minha esposa Franciele, que me apoiou e incentivou.
A Datacom Telemática LTDA, que também incentivou o meu mestrado.
Aos colegas de serviço, anteriormente no P&D da Siemens e, agora, na
Datacom.
Aos colaboradores e funcionários da UTFPR, em especial a Terezinha, que
sempre foi gentil e prestativa.
A UTFPR, que ao longo de 14 anos foi uma segunda casa para mim.
A Deus.
RESUMO
KOSEL, Geraldo Luiz. Unidade de Medição para Sensores a Fibra Ótica
Empregando Filtros Digitais em FPGA. 2009. Dissertação (Mestrado em
Engenharia) – Programa de Pós-Graduação em Engenharia Elétrica e Informática
Industrial, Universidade Tecnológica Federal do Paraná – Campus Curitiba.
Este trabalho tem como objetivo aumentar a eficiência de uma unidade de
medição para sensores óticos intrínsecos. Tais sensores, denominados redes de
Bragg, são interrogados por um laser sintonizável, cujo sinal é capturado por um
conversor ADC e processado por uma FPGA, que filtra e armazena a informação e,
posteriormente, através de uma interface de usuário, permite a leitura dos
resultados. Outra atribuição da FPGA é gerar estímulos capazes de maximizar o
funcionamento do circuito ótico empregado na interrogação das Redes de Bragg,
que no caso utiliza um laser a fibra dopada com érbio que é sintonizado
mecanicamente. A sequência dessas atividades permite que a leitura do sinal seja
feita periodicamente a cada segundo, cujo procedimento anterior consistia em
capturar dados e lançar mão de um computador pessoal para o tratamento
adequado dos resultados. As modificações propostas neste trabalho tornam
desnecessário o uso de equipamentos auxiliares como osciloscópio e gerador de
funções, apresentando imediatamente o resultado da medida.
Palavras-chave: Sensores a Fibra Ótica, redes de Bragg, Unidade de Medição,
Linguagem VHDL.
ABSTRACT
KOSEL, Geraldo Luiz. Bragg Grating Interrogator With Digital Filter in FPGA.
2009. Dissertação (Mestrado em Engenharia) – Programa de Pós-Graduação em
Engenharia Elétrica e Informática Industrial, Universidade Tecnológica Federal do
Paraná – Campus Curitiba.
This work aims to increase the efficiency of a unit of measurement intrinsic
optical fiber sensors. These sensors, called Bragg gratings, are interrogated by a
tunable laser and the signal is captured by an analog to digital converter and
processed by a FPGA that filters and stores the information and then, through a user
interface, enables the reading of results. Another function of the FPGA is able to
generate stimuli to maximize the functioning of the circuit employed in the
interrogation of optical Bragg gratings, in which case the laser uses an erbium doped
fiber that is mechanically tuned. The sequence of these activities allows the
periodical reading of the signal every second. The previous procedure was to capture
data and make use of a personal computer for the appropriate treatment of the
results. The changes proposed in this work make it unnecessary to use auxiliary
equipment such as oscilloscope and function generator, showing result of the
measure in same time.
Keywords: Optical fiber sensor, fiber Bragg grating, Interrogation Unit, VHDL
language.
SUMÁRIO
1 INTRODUÇÃO..................................................................................................................................14
1.1 MOTIVAÇÕES................................................................................................................................14
1.2 OBJETIVOS...................................................................................................................................15
1.3 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO.................................................................................................17
2 FUNDAMENTAÇÃO..........................................................................................................................18
2.1 INTRODUÇÃO...............................................................................................................................18
2.2 REDES DE BRAGG EM FIBRA ÓTICA..........................................................................................18
2.2.1 Características Construtivas........................................................................................................18
2.2.2 Sensibilidade da FBG..................................................................................................................20
2.3 LASER SINTONIZÁVEL.................................................................................................................22
2.3.1 Laser Sintonizável Mecanicamente com PZT..............................................................................23
2.4 COMPONENTES PROGRAMÁVEIS.............................................................................................26
2.4.1 PLD.............................................................................................................................................26
2.4.2 FPGA...........................................................................................................................................27
2.4.3 VHDL...........................................................................................................................................28
2.4.4 SOFTPROCESSOR....................................................................................................................29
2.5 INTRODUÇÃO...............................................................................................................................31
2.6 MATERIAIS E INFRA-ESTRUTURA..............................................................................................32
2.6.1 Redes de Bragg...........................................................................................................................33
2.6.2 Laser Sintonizável.......................................................................................................................37
2.6.3 Driver PZT...................................................................................................................................39
2.6.4 Placa de Processamento FPGA..................................................................................................40
2.6.5 Fotodetector................................................................................................................................42
2.7 DESENVOLVIMENTO FPGA.........................................................................................................42
2.7.1 Controlador SPI...........................................................................................................................45
2.7.2 Controlador de Memória..............................................................................................................46
2.7.3 Filtro Digital..................................................................................................................................48
2.7.4 Detector de Cruzamento de Zero DA 1ª DERIVADA...................................................................50
2.7.5 Softprocessor PicoBlaze™.........................................................................................................51
2.7.6 Estímulos para o PZT..................................................................................................................53
2.7.7 Interfaces VGA e Serial...............................................................................................................55
3 RESULTADOS..................................................................................................................................59
3.1 SIMULAÇÕES................................................................................................................................59
3.2 ENSAIOS COM CIRCUITO ÓTICO IMPLEMENTADO...................................................................63
3.2.1 Ensaio de Estiramento.................................................................................................................65
3.2.2 Ensaio de Temperatura...............................................................................................................65
4 DISCUSSÃO E CONCLUSÕES........................................................................................................67
4.1 TRABALHOS FUTUROS................................................................................................................70
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS....................................................................................................72
LISTA DE FIGURAS
FIGURA 1 - REPRESENTAÇÃO GRÁFICA DE UMA REDE DE BRAGG EM FIBRA ÓTICA..............19
FIGURA 2 - ESPECTRO DE LUZ REFLETIDO POR UMA FBG GRAVADA EM 1539,04 NM............20
FIGURA 3 - DIAGRAMA DO LASER SINTONZÁVEL COM TFBG. FONTE: HARAMONI .................24
FIGURA 4 - LASER SINTONIZADO MECANICAMENTE. FONTE: HARAMONI ................................25
FIGURA 5 - ORGANIZAÇÃO INTERNA DE UMA FPGA SPARTAN3E...............................................28
FIGURA 6 - ESTRUTURA INTERNA DE UM SOFTPROCESSOR PICOBLAZE™.............................30
FIGURA 7 - DIAGRAMA EM BLOCOS DA UNIDADE DE MEDIÇÃO COM A FPGA..........................31
FIGURA 8 - REPRESENTAÇÃO DOS COMPONENTES DA UNIDADE DE MEDIÇÃO DE REDES DE
BRAGG AUTOMATIZADA PELA FPGA...............................................................................................32
FIGURA 9 - FBG 1546,32 NM COLADA NO PZT PARA FORMAR A CAVIDADE DO LASER EDF. . .33
FIGURA 10 - ESPECTRO DAS FBGS DE REFERÊNCIA. FBG1_R0 DE 1547,42NM E FBG1_R1 DE
1552,18 NM..........................................................................................................................................34
FIGURA 11 - ESPECTRO DA FBG SENSORA EM 1549,20 NM (FBS)..............................................35
FIGURA 12 - ESPECTRO DAS FBGS DE REFERÊNCIA E FBG SENSORA COM A INDICAÇÃO DO
DESLOCAMENTO DA FBS..................................................................................................................37
FIGURA 13 - ESPECTRO DE EMISSÃO LASER COM O PZT EM 70V E 650MA..............................39
FIGURA 14- ESTÁGIO PRÉ-AMPLIFICADOR DO DRIVER DO PZT..................................................40
FIGURA 15 - PLACA DE PROCESSAMENTO SPARTAN3E STARTER BOARD ..............................41
FIGURA 16 - FOTODETECTOR ETX75 FJS.......................................................................................42
FIGURA 17 - DIAGRAMA EM BLOCOS DA ORGANIZAÇÃO INTERNA DO PROJETO DA FPGA....43
FIGURA 18 - DIAGRAMA EM BLOCOS DO TEST BENCH.................................................................45
FIGURA 19 - TEST BENCH DO CONTROLADOR SPI, REALIZANDO UM EVENTO DE LEITURA DO
CIRCUITO ADC....................................................................................................................................46
FIGURA 20 - MÁQUINA DE ESTADOS DO CONTROLADOR DE MEMÓRIA....................................47
FIGURA 21 - MAGNITURE FILTRO BUTTERWORTH 40HZ DE SEGUNDA ORDEM. (A) RESPOSTA
EM FREQUENCIA DO FILTRO IIR. (B) RESPOSTA EM FREQUENCIA DO FILTRO IIR COM
ESCALA EM DB. (C) FASE DO FILTRO IIR........................................................................................49
FIGURA 22 - GRÁFICOS TRAÇADOS PARA A DETERMINAÇÃO DO PICO DE REFLEXÃO DA FBG
INTERROGADA. .................................................................................................................................50
FIGURA 23 - MÁQUINA DE ESTADOS DO PICOBLAZE™................................................................52
FIGURA 24 - PERFIL DE DADOS INSERIDOS NA MEMÓRIA DAC PARA ACIONAMENTO DO PZT
54
FIGURA 25 - REPRESENTAÇÃO DO PROCESSO DE SINTONIA DO LASER EDF COM O
ESTIRAMENTO DA FBG CAVIDADE LASER REALIZADO PELO PZT..............................................54
FIGURA 26 - FOTO DO MONITOR VGA DA UNIDADE DE MEDIÇÃO COM O FILTRO DIGITAL
ATIVADO..............................................................................................................................................56
FIGURA 27 - FOTO EM PRETO E BRANCO DO MONITOR VGA. (A) SINAL FILTRADO
SOBREPOSTO A LINHA DE IDENTIFICAÇÃO DOS PICOS DE REFLETIVIDADE DAS FBGS. (B)
FOTO COM A UNIDADE DE MEDIÇÃO COM O SINAL FILTRADO SOBREPOSTO À DERIVADA DO
SINAL E A LINHA DE IDENTIFICAÇÃO DE CRUZAMENTO DE ZERO. ...........................................56
FIGURA 28 - FOTO DO MONITOR VGA DA UNIDADE DE MEDIÇÃO COM O FILTRO DIGITAL
DESATIVADO......................................................................................................................................57
FIGURA 29 – DIGRAMA DE BLOCOS INTERNOS DA FPGA UTILIZADOS PARA TRATAMENTO DO
SINAL CAPTURADO PELO INTERRODOR SINTONIZADO MECANICAMENTO COM O AUXÍLIO DE
UM OSCILOSCÓPIO ..........................................................................................................................60
FIGURA 30 - REPRESENTAÇÃO DAS AMOSTRAS CAPTURADAS POR HARAMONI QUE FORAM
GRAVADAS ANTES DE SEREM GRAVADAS NA MEMÓRIA DO DAC.............................................60
FIGURA 31 - FOTO DO MONITOR VGA COM O RESULTADO DO PROCESSAMENTO DO SINAL
DA AMOSTRAS GRAVADAS NA FPGA, COM OS RESULTADOS OBTIDOS POR HARAMONI EM
TESTES COM O LASER SINTONIZÁVEL MECANICAMENTE ..........................................................61
FIGURA 32 - REPRESENTAÇÃO DO CURTO CIRCUITO ENTRE OS CONECTORES DO DAC E
ADC QUE POSSIBILITOU A SIMULAÇÃO E TESTE DA FPGA SEM O USO DO LASER
SINTONIZÁVEL....................................................................................................................................62
FIGURA 33- REPRESENTAÇÃO DOS VALORES INSERIDOS NA MEMÓRIA DO DAC PARA O
FUNCIONAMENTO SIMULADO DA FPGA SEM O USO DO LASER SINTONIZÁVEL E DE
FOTODETECTOR. EM (A), UM EXEMPLO COM POUCO RUÍDO E, EM (B), COM O RUÍDO
BASTANTE ACENTUADO...................................................................................................................62
FIGURA 34 - ESPECTRO MEDIDO SEM O FILTRO DIGITAL ATIVO E A FFT CORRESPONTENTE
63
FIGURA 35 - ESPECTRO MEDIDO E FILTRADO MATLAB E A FFT CORRESPONDENTE.............64
FIGURA 36 - ESPECTRO MEDIDO E FILTRADO NA FPGA E A FFT CORRESPONDENTE............64
FIGURA 37 - RESULTADO DOS TESTES DE ESTIRAMENTO..........................................................65
FIGURA 38 - RESULTADO DOS TESTES DE VARIAÇÃO DE TEMPERATURA...............................66
FIGURA 39 - DETALHE DA MÁ CONFORMIDADE DO ESPECTRO DE REFLEXÃO DA FBS. (A)
ESPECTRO DA FBS VISUALIZADO COM O OSA. (B) ESPECTRO DA FBS VISUALIZADO COM A
UNIDADE DE MEDIÇÃO, COM O DESTAQUE NA DERIVADA PRIMEIRA DO SINAL FILTRADO. . .69
FIGURA 40 - INTERPOLAÇÃO DOS ESPECTROS DAS FBGS. (A) A FGB COM OS PICOS DE
REFLETIVIDADE BEM DEFINIDOS. (B) INTERPOLAÇÃO DOS PICOS DE REFLETIVIDADE DA
FBS COM A FBG1_
R1, QUE ALTERA A POSIÇÃO SEGUNDA REDE DE REFERÊNCIA................................................70
LISTA DE TABELAS
TABELA 1 - PICO DE REFLETIVIDADE DAS FBGS UTILIZADAS NA UNIDADE DE MEDIÇÃO, NA
TEMPERATURA DE 33°C...................................................................................................................36
TABELA 2- COMANDO DA INTERFACE SERIAL DA UNIDADE DE MEDIÇÃO................................58
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
ASE
BBO
CC
C.D.O.
DTG
EDFA
FPGA
FBG
LED
OSA
PC
PAL
PLA
PLD
UV
WDM
- Amplified Spontaneous Emission (emissão espontânea amplificada)
- Beta Borato de Bário
- Corrente Contínua
- Comprimento de Onda
- Draw-Tower Grating (rede gravada na torre de puxamento da fibra)
- Erbium Doped Fiber Amplifier (Amplificador a fibra dopada com
érbio)
- Field Programmable Gate Array
- Fiber Bragg Grating (redes de Bragg em fibras)
- Light Emitting Diode (Diodo de emissor de luz)
- Optical Spectrum Analyzer (analisador de espectro óptico)
- Personal Computer (computador pessoal)
- Programmable Array Logic
- Programmable Logic Array
- Programmable Logic Device
- Ultravioleta
- Wavelength-division Multiplexing (multiplexação por divisão de
comprimento de onda)
LISTA DE SÍMBOLOS
λB
- Comprimento de onda de Bragg
∆n
- Variação de índice de refração efetivo no núcleo da fibra
ksat
- Concentração de hidrogênio saturado no núcleo da fibra (sílica)
K
- Concentração de hidrogênio no núcleo da fibra (sílica)
p
- Pressão de Hidrogênio (atm)
T
- Temperatura em graus Celsious (ºC)
R
- Constante dos gases
dH2
- Difusão das moléculas de Hidrogênio na sílica
Λ
- Perído da rede
ki
- Vetor de onda incidente
K
- Vetor de onda da rede
kf
- Vetor de onda espalhada
N
- Índice de refração efetivo no núcleo da fibra
∆l
- Deformação sobre a rede
∆T
- Variação da temperatura na rede
14
1 INTRODUÇÃO
1.1 MOTIVAÇÕES
Um transdutor é um elemento de um sistema de medidas capaz de receber um
estímulo ou sinal e convertê-lo em outro tipo de sinal, e até mesmo convertendo-o
em outro tipo de energia. O sensor, a rigor, é a parte do transdutor que está em
contato com o mesurando, ou a amostra que está em teste . Alguns transdutores
possuem indicação direta e não precisam de componentes auxiliares para que
sejam usados. O termômetro de mercúrio, por exemplo, cuja indicação pode ser
visualizada pela variação volumétrica do metal em relação a uma escala graduada,
tem essa vantagem. Em outros casos, existem sensores que possuem indicação
indireta e que necessitam de conversores para que seu resultado seja legível. Os
exemplos comuns são os sensores que convertem sinais em impulsos elétricos.
Nesses casos, a eletricidade pode ser usada para movimentar uma agulha
indicadora ou passar por uma etapa de digitalização e, posteriormente, mostrar o
resultado em um display.
Sensores óticos convertem sinais em luz. Um tipo de sensor ótico é a rede de
Bragg em fibras (FBG) , que é um sensor intrínseco, gravado no núcleo da fibra ótica
e possui a propriedade de filtrar parte do espectro ótico mediante variações de
temperatura e deformação. A sensibilidade desse sensor é bastante alta, suas
dimensões milimétricas, adequada para medidas onde existe pouco espaço. O fato
de não conduzir eletricidade o torna um bom sensor para ambientes com gases
muito voláteis e potencialmente explosivos.
Os sensores óticos operam convertendo sinais em modulações na luz. Esse
tipo de sensor é de leitura indireta, e quando as modulações de luz ocorrem fora do
espectro visível ao olho humano, faz-se necessário o uso de equipamentos
auxiliares para interpretá-los.
Os equipamentos utilizados para ler as modulações provenientes das FBGs
podem ser os analisadores de espectro ótico (OSA). Estes equipamentos realizam
medidas amplas do espectro, fazendo análises detalhadas que extrapolam a simples
função de converter a medida indireta do sinal medido e, além disso, o custo
elevado deste equipamento é um fator restritivo.
15
Alternativas mais simples são unidades de medição de FBGs. Tais
equipamentos são mais baratos que os OSA e se dedicam em medir apenas as
respostas do transdutor ótico formado pelas redes de Bragg em fibra óptica.
O trabalho proposto visa elaborar uma unidade de medição de FBGs que
permita ao usuário do equipamento realizar medidas indiretas. O conjunto é formado
por um laser sintonizado mecanicamente, baseado em fibra dopada com Érbio. Para
automatizar a unidade de medição, o sinal adquirido passa por um circuito
eletrônico, cujo principal elemento é uma FPGA (Field Programable Gate Array).
A FPGA é um componente com o qual se pode manipular o sinal, filtrá-lo e
armazená-lo. Com tal ferramenta, espera-se facilitar a leitura das medidas,
aumentando a precisão na leitura do sensor, agregando ao conjunto o tratamento do
sinal através de filtros digitais para reduzir o ruído interferométrico do fotodector e de
interfaces que facilitem o uso da unidade de medição. Pretende-se também com a
FPGA melhorar o acionamento do PZT, para minimizar oscilações de relaxação que
podem ocorrer na cavidade laser. A expectativa é tornar a unidade de medição um
equipamento otimizado, com respostas imediatas que permitam ao usuário
acompanhar o experimento.
1.2 OBJETIVOS
O trabalho proposto é a evolução da unidade de medição de FBGs construída
no LOOP (Laboratório Ótica e Optoeletrônica) da UTFPR. Parte das propostas de
melhorias são descritas na dissertação de Haramoni , e por Oliveira , cujo trabalho
foi desenvolver uma unidade de medição de FBGs sintonizado mecanicamente.
A unidade de medição, baseada em um laser sintonizado mecanicamente de
Haramoni, utiliza um PZT para sintonia de um laser por estiramento de uma FBG e
uma fibra dopada com érbio (EDF). Possui uma sintonia em intervalo espectral de
até 20 nm quando utiliza DTGs (Draw-Tower Grating)
como cavidade do laser
sintonizado. Para sintonizar o laser, é necessário controlar o PZT que estira a DTG.
Nessa unidade de medição, o sinal foto-detectado é capturado com um osciloscópio
e, posteriormente, pós-processado em um computador pessoal (PC).
16
Em trabalhos anteriores de Haramoni e Oliveira , nota-se a necessidade de
filtrar o sinal adquirido depois da captura, pois o ruído contido nas amostras
inviabiliza uma leitura imediata no osciloscópio. Este fato atrasa a realização da
medida e impede que os sensores sejam adquiridos e acompanhados no momento
em que a medida é realizada. Os equipamentos como, por exemplo, osciloscópios,
gerador de funções e PC também dificultam de maneira geral, pois precisam ser
configurados antes do uso, o que acaba dificultando ainda mais a realização das
medidas.
Outro efeito indesejável é relacionado com a sintonia do laser através do PZT.
O sinal usado para controlar o PZT é uma forma de onda triangular, que não é a
melhor opção, e a justificativa é abordada na seção 2.3.1, dedicada ao laser
sintonizável. Um gerador de funções convencional não é capaz de fornecer uma
onda trapezoidal, que é mais apropriada para evitar as oscilações de relaxação do
laser descritas por Haramoni .
O objetivo geral é utilizar um circuito eletrônico para automatizar o laser
sintonizável mecanicamente, que diminua o tempo de leitura da unidade de medição
e facilite o seu manuseio. O circuito eletrônico precisa ter uma saída de sinal elétrico
trapezoidal que possa ser utilizada no controle do PZT e capturar o sinal fotodetectado, aplicar os filtros digitais e apresentar os resultados.
A proposta é usar uma FPGA que possa realizar todas essas tarefas,
mantendo o sincronismo entre o sinal do PZT e a aquisição das amostras. Outro
objetivo é eliminar a necessidade do gerador de funções, do osciloscópio e do
computador pessoal, e tornar a leitura dos resultados possível através de um
mostrador. Por isso, também é necessário ter interfaces para apresentar os
resultados.
Com a automatização dos projetos de Paterno e Haramoni , e agregando-se
um dispositivo eletrônico bastante flexível como uma FPGA, espera-se mostrar o
resultado em um display VGA em ciclos periódicos de um segundo e ainda permitir o
controle e captura dos resultados via porta serial do tipo RS232.
17
1.3 ESTRUTURA DA DISSERTAÇÃO
No capítulo 2 são introduzidas informações sobre os componentes mais
significativos utilizados no trabalho. Nele, são comentadas as redes de Bragg em
fibra ótica (FBG), o laser sintonizável mecanicamente e a FPGA.
No capítulo 2.4.4 está a metodologia usada para agrupar os componentes
citados no capítulo 2. Nele, estão detalhes do projeto de hardware e software
usados para montar a unidade de medição, principalmente sobre a FPGA, atuando
como controlador do laser sintonizado mecanicamente.
No capítulo 3 são mostrados os resultados obtidos através de testes de
medidas de temperatura e deformação mecânica, realizados com FBG sensoras
interrogadas pela unidade de medição.
No capítulo 5, os resultados são comentados e seguidos das recomendações
para trabalhos futuros são descritas.
18
2 FUNDAMENTAÇÃO
2.1 INTRODUÇÃO
Neste capítulo será mostrada uma breve explicação sobre os componentes
integrantes do projeto. Entre os mais importantes estão a rede de Bragg, o laser
sintonizável, que é o dispositivo ótico responsável pelo funcionamento da unidade de
medição, e finalmente sobre a FPGA, que foi o elemento escolhido para processar o
sinal e incrementar o funcionamento da unidade de medição.
2.2 REDES DE BRAGG EM FIBRA ÓTICA
As redes de Bragg em fibra ótica foram descritas inicialmente por Hill et al. e
por [KAWASAKI] et al. em 1978, quando a fotossensibilidade em fibras ópticas foi
observada pela primeira vez. Depois disto, as fibras óticas passaram a ter uma nova
utilidade, que é o seu uso como sensor. Este dispositivo tem sido alvo de estudo
devido a sua sensibilidade e pelo fato de ser uma opção ao uso de sensores que
necessitam fios de cobre para transportar o sinal medido.
2.2.1 CARACTERÍSTICAS CONSTRUTIVAS
A fibra ótica, que age como guia de luz, pode ter gravada em seu núcleo uma
rede de Bragg. É possível construir uma rede de Bragg mudando-se o índice de
refração do núcleo de forma periódica em uma parte da fibra, respeitando a equação
(1).
λB = 2 neff Λ
(1)
Nessa condição, a luz incidente do modo propagante é acoplada para o modo
contra-propagante em uma faixa estreita do espectro. Esse acoplamento de luz
depende do índice efetivo do modo de núcleo da rede (neff) e do período em que
ocorre a variação do índice de refração do núcleo (Λ). O comportamento da rede de
Bragg em Fibra é semelhante a um filtro notch (rejeita faixa) quando se observa o
espectro que atravessa a FBG, na saída da fibra. A faixa espectral que é rejeitada
pela FBG e que não a atravessa, é refletida no sentido do espectro incidente,
conforme representado na figura 1. Em outras palavras, um espectro de banda
larga, que se propaga no núcleo da fibra e atinge uma região onde existe uma rede
19
de Bragg gravada, tem reflexão de parte do espectro, o qual é definido pelos
parâmetros da rede .
Na figura 1 é representada uma rede de Bragg gravada em fibra ótica. O
período da rede (Λ) indica a distância entre os planos que definem as modulações
de índice do núcleo da fibra.
Espectro Incidente
P
λ
Λ
Espectro Transmitido
P
λ
Espectro Refletido
P
λ
λ
Fibra Ótica
B
figura 1 - Representação gráfica de uma rede de Bragg em fibra ótica
Esta reflexão ocorre através do efeito de espalhamento coerente que acontece
quando o espectro de banda larga atinge sucessivamente as regiões que possuem
os índices de refração alterados. O comprimento de onda central do espectro de
reflexão ocorre próximo ao comprimento de onda de Bragg (λB) da rede .
Na figura 2 existe um exemplo de uma FBG gravada com pico de refletividade
em 1539,04 nm no laboratório de laser da UTFPR. Utilizou-se um interferômetro com
máscara de fase para produção do dispositivo. A técnica utilizada foi a
interferométrica, demonstrada pela primeira vez por Meltz et al., em 1989 . O
conjunto da UTFPR se assemelha ao proposto por Wang et al. e possui
uma capacidade de produzir diversos tipos de redes de Bragg .
20
figura 2 - Espectro de luz refletido por uma FBG gravada em 1539,04 nm
2.2.2 SENSIBILIDADE DA FBG
Qualquer modificação no índice de refração efetivo do modo de núcleo (neff), ou
o período da rede (Λ), causa alteração no espectro refletido pela FBG. Estas
modificações podem ser causadas pelo efeito de temperatura ou deformação.
Portanto, o espectro refletido de uma FBG pode ser utilizado para medir tais
grandezas .
A equação (2) representa o efeito das deformações causadas pela temperatura
e deformação sobre o comprimento de onda Bragg ( λ B ), onde (T) é temperatura e (l)
deformação. O primeiro termo da equação tem influência na resposta da FBG
conforme a tração ou a compressão da fibra, visto que os outros parâmetros (neff) e
(Λ) são características construtivas à rede. O segundo termo, utilizando-se da
mesma interpretação, é dependente da temperatura.
 ∂ neff
∂Λ 
 ∆ l +
∆ λ B = 2 Λ
+ neff
∂
l
∂
l


 ∂ neff
∂Λ 
 ∆ T
2 Λ
+ neff
∂
T
∂
T


(2)
21
A medida de temperatura (ΔT) tem como correspondente um desvio de
comprimento de onda (ΔλBT), expresso por Meltz et al :
∆ λ BT
= (1 - ρ e )ε + (α + ξ )∆ T
λB
(3)
onde λ B é o comprimento de onda de Bragg, ∆ λ BT a variação no comprimento de
onda, ρ e o coeficiente fotoelástico da fibra, ε a tensão longitudinal aplicada, α o
coeficiente de expansão térmica do material (sílica), ξ o coeficiente termo-óptico da
fibra e ∆ T é a variação da temperatura. A unidade de tensão longitudinal é o
microstrain, uma unidade de deformação relativa. Um microstrain equivale a uma
expansão de 10-6 metro em uma fibra com comprimento total de 1 metro.
Quando a FBG é utilizada como sensor, monitora-se o pico de refletividade, por
ser mais fácil de detectar do que o comprimento de onda de Bragg ( λ B ), que situa-se
na região onde o perfil de índice de refração periódico de uma FBG acopla o modo
guiado LP01 propagante para o modo LP01 contra-propagante.
O pico de refletividade é aproximadamente igual ao comprimento de onda de
Bragg, e sua variação é constante em relação à λ B . Como as medidas normalmente
se dedicam a monitorar a variação do deslocamento do espectro, a região escolhida
pode ser utilizada sem alterações no resultado.
Tratados isoladamente, ou seja, submetendo a FBG a variações de
estiramento, mantendo-se a temperatura constante, a FBG pode ser utilizada como
sensor de deformação, com sensibilidade de 1,2 pm para 1 με (1 μm/m), quando
usada uma fibra comercial e λ B de 1500nm .
Da mesma forma, se a FBG for utilizada como sensor de temperatura,
mantendo-a imune às variações de deformação, a sensibilidade pode alcançar 13,7
pm/ºC para uma FBG nas mesmas condições do exemplo do parágrafo anterior .
O cuidado na aplicação do sensor pode ser percebido nos exemplos citados: a
sensibilidade cruzada do dispositivo, que responde à temperatura e à deformação ao
mesmo tempo. Quando a FBG for usada como uma referência, como é o caso de
duas FGB usadas no laser sintonizável, os experimentos devem ser realizados de tal
maneira que estas redes sejam isoladas termicamente.
22
Existem diversas maneiras de adquirir as informações provenientes das FBGs.
As técnicas de demodulação desses sensores são inúmeras. Uma opção simples é
utilizar um analisador de espectro ótico (OSA) e monitorar o espectro de luz refletido.
Porém, em medidas com resolução na ordem de unidades de pm, o OSA não é
indicado, e em medidas na ordem de dezenas de pm, o OSA deve ser utilizado com
restrições devido a não linearidades em faixas muito estreitas . Outros exemplos são
as técnicas interferométricas ; métodos baseados em filtros sintonizáveis acustoópticos ; filtros Fabry-Perrot ; FBGs sintonizáveis
; e métodos baseados em fontes
sintonizáveis .
Os requisitos desejáveis para uma unidade de medição de FBGs são a
capacidade de monitorar vários sensores, boa resolução e precisão, tempo de
resposta na ordem de unidade de segundos, fácil calibração e baixo custo em
relação ao uso do OSA .
Dentre os exemplos apresentados, a fonte sintonizável e, de forma mais
pontual, o laser sintonizável
é uma opção que tem capacidade de atingir os
requisitos recomendados para um interrogador. É uma alternativa que pode ser
usada para medir várias FBGs com eficiência e rapidez, desde que todos os
componentes do conjunto estejam bem sincronizados.
Por isso, o laser sintonizável é comentado na sequência. A FBG até agora foi
mencionada apenas como sensor, mas ela é usada também como componente do
laser sintonizável, que, ao usar uma FBG, beneficia-se por ter um componente
barato e de fácil construção.
2.3 LASER SINTONIZÁVEL
O laser sintonizável em estudo utiliza uma FBG. Quando foi citada pela
primeira vez por Hill et al., em 1978, a FBG já foi utilizada em sua demonstração
como elemento refletor de uma cavidade laser . Logo, neste cenário a FBG não é
usada como sensor, e sim como uma parte do laser compondo a cavidade
ressonante do laser.
Após 1978, Kashyap foi o primeiro a utilizar uma FBG como elemento refletor
em uma cavidade formada por uma fibra dopada com érbio (EDF), e outros
pesquisadores, como nos artigos de Ball , continuaram contribuindo para evolução
de lasers a EDF.
23
O laser sintonizável EDF, que daqui por diante é mencionado apenas como
laser sintonizável, tem a sua cavidade laser formada por uma extremidade com a
ponta tratada para obter uma refletividade total e na outra extremidade tem uma
FBG. Portanto, o espectro de reflexão da FBG determina o comprimento de onda
central do laser emitido.
A EDF emite no comprimento de onda no qual a cavidade tiver maior ganho.
Como visto anteriormente, a FBG pode ter o seu espectro de reflexão alterado por
temperatura ou deformação. Logo, em uma cavidade laser, uma FBG nessa
condição pode agir na sintonia, coincidindo com o pico de reflexão da FBG. Foi o
que fez Ball, em 1990 , ao sintonizar um laser variando a temperatura da FBG, e em
1992 , ao esticar a FBG com o auxílio de um elemento piezo elétrico (PZT).
Respeitando-se os limites de tração da fibra, evitando rompê-la, uma fibra
comum de sílica pode ser esticada tipicamente até 1% de seu comprimento total, e
uma FBG com 1,2 pm/με pode sintonizar até 12 nm. Pode-se aumentar a faixa de sintonia
comprimindo a FBG ao invés de esticá-la, pois a fibra é mais resistente à compressão do que à
tração . Outra alternativa é utilizar FBGs especiais, mais resistentes à tração intensa e menos
suscetíveis ao rompimento .
2.3.1 LASER SINTONIZÁVEL MECANICAMENTE COM PZT
A figura 3 mostra um exemplo de laser sintonizável proposto por Haramoni . O
laser possui uma cavidade linear com comprimento total de aproximadamente 8
metros, onde 6 metros correspondem à fibra dopada com érbio, com concentração
de 330 ppm, abertura numérica de 0,21 e comprimento de onda de corte de 880 nm.
A luz emitida por um laser de bombeamento com comprimento de onda central em
1480 nm é lançada na EDF através de um acoplador WDM (Wavelength-division
Multiplexing). Um isolador ótico é utilizado para proteger o diodo laser contra sinais
provenientes da cavidade. Numa das extremidades da cavidade é colocado um
conector espelhado com refletividade de 70 % na banda C e que promove a
realimentação da cavidade. A outra extremidade da cavidade é formada por uma
TFBG (tunable FBG). A TFBG é colada sobre a micro-dobradiça controlada pelo
PZT.
24
figura 3 - Diagrama do laser sintonzável com TFBG. Fonte: Haramoni
Duplica-se a faixa espectral interrogada com o uso de mais uma cavidade
laser, que atua após o estiramento completo da primeira cavidade, no momento em
que o PZT está se retraindo. A proposta de Haramoni torna o laser sintonizável uma
opção atraente entre os sistemas de interrogação de FBG também pelo fato de
substituir a TFBG mostrada no esquema da figura 3 por duas DTGs. A DTG é um
tipo de FBG mais resistente, que permite um estiramento de até 4% do seu
comprimento total. Pode-se perceber, na figura 4, a adição da segunda DTG,
formando uma nova cavidade, colada sobre o PZT e comutada pela chave ótica.
Em contrapartida ao uso de uma segunda cavidade, deve-se aguardar 9 ms
toda vez que a chave ótica atua, para que a cavidade laser se estabilize de acordo
com as condições de funcionamento devido aos ruídos de relaxação na cavidade.
Exemplos detalhados sobre o problema podem ser encontrados em trabalhos
dedicados ao assunto em Weber , Saleh e Teich e Svelto . Portanto, uma forma de
onda triangular não se adapta bem nesse cenário, pois a parte inicial do sinal
interrogado não conta com um sinal sem osciliações de intensidade.
25
figura 4 - Laser Sintonizado Mecanicamente. Fonte: Haramoni
Esta unidade de medição possui excelentes qualidades, mas também depende
de equipamentos auxiliares como o gerador de funções para acionamento do PZT,
osciloscópio para aquisição dos dados e um computador pessoal para o tratamento
dos sinais capturados.
A unidade de medição sem circuitos auxiliares torna-se um equipamento de
difícil manuseio e ainda demanda tarefas repetitivas e demoradas como capturar os
resultados e realizar o pós-processamento em um computador devido ao ruído
interferométrico capturado juntamente com as amostras.
Por isso é uma evolução considerável adicionar ao conjunto da unidade de
medição um circuito eletrônico que venha suprir essas necessidades. Este
dispositivo deve automatizar o sistema, sincronizando a sintonia do laser atravéz da
abertura do PZT com a aquisição dos dados do fotodetector. Além disso, para
eliminar os ruídos interferométricos, deve ter a capacidade de filtrar os dados
medidos e, por fim, ainda possuir meios de apresentar os resultados imediatamente.
Por esses motivos, é necessária uma solução que tenha as capacidades de
comunicar com conversores de ADC e DAC, de processamento, para que um filtro
substitua o pós-processamento realizado no computador; de memória, para
armazenar as amostras;
e também a possibilidade de ter interface de usuário
26
agregada. Todas são tarefas que podem ser executadas com o uso de uma FPGA, a
ser apresentada em seguida.
2.4 COMPONENTES PROGRAMÁVEIS
Dentre as alternativas possíveis para automatizar uma unidade de medição
construída com um filtro sintonizado mecanicamente, estão os dispositivos lógicos
programáveis, PLD (Programmable Logic device), bem como as FPGAs. O uso de
DSPs ou processadores também podem automatizar o laser sem restrições. A
escolha desta abordagem, usando FPGA, não se baseou em nenhuma
recomendação de trabalhos anteriores, mas justifica-se pela flexibilidade e possível
reaproveitamento do trabalho em projetos futuros de hardware. Outro argumento é o
crescente uso das FPGAs em projetos elaborados. O uso crescente desta tecnologia
vem possibilitando a queda dos custos e a popularização no meio acadêmico e
industrial,
além
do
desempenho
e
a
velocidade
de
desenvolvimento
consideravelmente vantajoso .
2.4.1 PLD
A FPGA é um componente eletrônico. A origem deste dispositivo lógico
programável (PLD) é da década de 70, quando os primeiros componentes com
alguma flexibilidade de programação começaram a surgir.
Os primeiros PLD eram circuitos integrados (CI), que continham várias portas
lógicas interconectadas através de fusíveis. O usuário podia romper algumas
ligações internas e mudar o arranjo lógico formado pelas portas. Exemplos destes
primeiros PLDs são as PAL (Programmable Array Logic) e as PLA (Programmable
Logic Array). Elas têm circuitos combinacionais e podem ser configuradas apenas
uma vez, porque as conexões programáveis são feitas através de fusíveis.
A evolução dos PLDs na década de 80 incluiu flip-flops dentro do CI e a
possibilidade de interconectar o circuito internamente de forma mais versátil e com
possibilidade de regravar os PLDs.
27
2.4.2 FPGA
A FPGA (Field Programmable Gate Array) é um tipo de PLD. Possui maior
densidade de flip-flops e sua estrutura interna é composta por blocos dispostos
matricialmente. A comunicação entre os blocos é bidirecional e programável.
Dentro da FPGA existem centenas de blocos replicados, denominados CLB
(Configurable Logic Block), que podem ser interconectados. Cada bloco pode ser
programado para executar uma determinada operação lógica, que pode ser
assíncrona, o que significa não utilizar os flip-flops, ou de forma síncrona, quando
os flip-flops são conectados. A FPGA usa tecnologia de memória RAM nas suas
conexões internas, por isso é um dispositivo volátil, que perde a configuração toda
vez que é desligado.
Embora a volatilidade seja uma aparente desvantagem, os dispositivos
modernos têm capacidade de autoconfiguração, lendo uma memória não volátil em
poucos milissegundos, logo após o componente ser energizado. A utilização da
tecnologia das memórias RAM permitiu a FPGA ter centenas de flip-flops a mais se
comparados com os primeiros PLDs, e com melhor aproveitamento do silício.
Cada fabricante desenvolve o seu tipo de CLB, cada qual com suas vantagens
e desvantagens. Porém, além das CLBs, as FPGAs foram incrementadas com
blocos especializados, que surgiram para aperfeiçoar a maioria dos projetos que as
utilizam.
Alguns desses blocos são os blocos de memória dual port. Esses blocos de
memória podem ser criados agrupando-se várias CLB. Porém, isso representa um
desperdício, pois, como as CLBs são limitadas, usá-las para criar uma memória
implica limitar o número de conexões. Portanto, blocos de memória RAM foram
embutidos dentro das FPGAs e são úteis para o armazenamento de sinais.
Outros blocos especializados comumente encontrados são multiplicadores,
usados em aplicações que empregam filtros digitais, e gerenciadores de relógio que,
por exemplo, no caso das FPGAs da Xilinx, são denominados DCM (Digital Clock
Manager). Outro bloco encontrado nas FPGAs são os IOBs, ou buffers de interface,
que permitem adequar os pinos da FPGA a diversos níveis de tensão.
Esses blocos estão representados na figura 5, que representa a organização
interna de um componente Spartan3E da fabricante XilinxErro: Origem da referência
28
não encontrado. Em destaque apresenta-se um quadrante da Spartan3E que possui,
em sua periferia, os circuitos IOBs para os pinos, os blocos DCM para tratamento
dos clocks da FPGA e, no centro, os demais blocos especiais, como os
multiplicadores e as Block RAM.
figura 5 - Organização interna de uma FPGA Spartan3E
A maioria dos fabricantes tem estruturas de FPGA parecidas, com nomes
diferentes e vantagens e desvantagens particulares de cada componente. Os
dispositivos da Xilinx foram mais citados em especial, pois foram os componentes
escolhidos neste trabalho e são mencionados novamente no capítulo 2.4.4 de
metodologia.
2.4.3 VHDL
Os PLD atualmente têm inúmeras possibilidades de configuração. Quando
apenas portas lógicas e fusíveis eram utilizados, era possível para o usuário formar
cada conexão interna manualmente e controlar sem auxilio de software todas as
conexões do componente. Essa tarefa foi tornado-se cada vez mais complexa
devido a própria evolução dos PLDs.
Uma FPGA pode ter facilmente mais de mil CLBs. Só por este exemplo, notase que é impossível arranjar manualmente as conexões internas de uma FPGA sem
o auxílio de softwares. Gradativamente, cada fabricante desenvolveu ferramentas,
29
linguagens e softwares que ajudavam nesta tarefa complexa, e, para facilitar a
configuração dos PLDs, foi criado o VHDL.
O VHDL (VHSIC Hardware Description Language) é um padrão de linguagem
criado para programar os PLDs. Como o próprio nome diz, é uma linguagem de
descrição de hardware. Atualmente todos os fabricantes de PLD suportam o VHDL,
de tal forma que um projeto pode ser portado entre diversos fabricantes. É possível
obter maiores detalhes sobre a linguagem VHDL através da publicação de Pedroni .
2.4.4 SOFTPROCESSOR
No atual estado da arte é possível criar blocos de processadores completos
dentro das FPGAs, e devido ao tamanho desses dispositivos é possível programar
um processador dentro da FPGA. Quando um microcontroller ou processador é
programado dentro de um PLD, é denominado softprocessor. Cada fabricante
propõe uma solução proprietária de softprocessor. A Altera tem o NIOS™, a Xilinx
possui o Microblaze™ e
PicoBlaze™ e a Lattice tem o LatticeMico32™, entre
outros. Ainda como opção existem inúmeros projetos abertos disponíveis no site
OpenCores1, que reúne um material vasto na área.
A vantagem de ter um softprocessor é a possibilidade de executar tarefas de
processamento dentro da FPGA. Adiciona-se o fato que existe a possibilidade de
usar os blocos de memória RAM, anteriormente mencionados, como área de
memória de programa do processador em uso.
Esta solução permite que tanto a unidade de processamento quanto os
periféricos estejam internos à PLD. Dessa maneira, a FPGA pode atender à maioria
dos requisitos de uma vasta gama de projetos, inclusive à automatização de uma
unidade de medição de FBGs. Funções lentas e repetitivas programadas com CLBs
podem ser executadas por um softprocessor que, dependendo do cenário,
economiza conexões e acaba aproveitando melhor a capaciade da FPGA.
Um exemplo simples de softprocessor é o PicoBlaze™, um microcontroller
RISC de oitos bits, cujo diagrama interno é mostrado na figura 6. Nesse
softprocessor existem uma Unidade Lógica Aritmética (ALU), 64 Bytes de memória
RAM, pinos de entrada e saída, 16 registradores, decodificador de instruções e
gerente de chamada de subrotinas e interrupções.
1
Site de referência para códigos abertos para PLDs: www.opencores.org
30
figura 6 - Estrutura Interna de um softprocessor PicoBlaze™
Com o código assembler do PicoBlaze™ é possível realizar tarefas como
gerência de interfaces seriais e conversão de códigos numéricos para caracteres
ASCII de forma mais fácil do que usando apenas o VHDL.
Outros exemplos de softprocessors podem ser encontrados no trabalho de Luz,
cujo trabalho baseou-se em softprocessors de código aberto , e traz informações
relevantes sobre o ambiente de desenvolvimento e uma técnica de avaliação desses
microcontrollers.
Com a flexibilidade da FPGA, juntamente com um softprocessor, memórias
internas e multiplicadores, a unidade de medição pode ser automatizada e ter o sinal
processado através de filtros digitais. A unidade de medição sintonizada
mecanicamente pode ter uma FPGA para melhorar a sua eficiência como um
equipamento de medida na tarefa de realizar medidas com as FBGs. A maneira
como isso foi feito está descrita no capítulo seguinte.
31
METODOLOGIA
2.5 INTRODUÇÃO
Neste capítulo é mostrado como a unidade de medição foi montada e como a
FPGA foi incorporada no sistema do interrogador de Haramoni . Sendo assim a
unidade de medição foi automatizada.
É possível perceber na figura 7 que existem quatro blocos principais que
compõem a unidade de medição: o laser sintonizável, o driver do PZT, o fotodetector
e a placa de processamento e desenvolvimento da FPGA.
Circulador Ótico
LASER
2
1
Fibra Ótica
FBG1_R1
FBG1_R2
FBS
SINTONIZÁVEL
3
110V
MONITOR VGA
1s
DRIVER PZT
FOTO
DETECTOR
2,9V
3,3 V
0,4V
1s
1s
Serial RS232
PLACA FPGA
SPARTAN3E
figura 7 - Diagrama em blocos da unidade de medição com a FPGA
Na figura 8 é possível observar os componentes que compõem a mesma
unidade de medição da figura 7. Ao contrário doDiagrama em blocos da unidade de
medição com a FPGA, que divide a unidade de medição conforme a função de cada
grupo de componentes, a figura 8 mostra todos os componentes do laser
sintonizável, o que facilita a comparação com a unidade de medição de origem, sem
automatização, representada pelo laser sintonizado mecanicamente (figura 4 p. 25).
Com essa comparação é possível perceber que o gerador de funções e o
osciloscópio foram substituídos pela FPGA, e que foi incluído um monitor VGA para
32
apresentação dos dados, e, opcionalmente, um computador para adquirir os dados
armazenados da unidade de medição através da interface serial.
figura 8 - Representação dos componentes da unidade de medição de redes de Bragg
automatizada pela FPGA.
Para que a FPGA pudesse integrar o sistema, algumas adaptações foram
feitas e, por isso, a seção 2.6 menciona os materiais utilizados, com o objetivo de
esclarecer eventuais disparidades entre a unidade de medição proposta por
Haramoni e a unidade de medição do interrogador resultante neste trabalho.
A maior parte do trabalho executado foi relacionada à FPGA. Na seção 2.7 é
detalhado o desenvolvimento da programação deste componente.
2.6 MATERIAIS E INFRA-ESTRUTURA
Nesta seção são apresentados os equipamentos e componentes utilizados no
trabalho. Os tópicos estão subdivididos de acordo com o diagrama em blocos da
figura 7, e estão organizados conforme a função que cada um executa no sistema.
Alguns desses componentes foram produzidos na UTFPR, como as redes de
Bragg e o laser sintonizável. Esta seção não tem o objetivo de relacionar custo ou
33
vantagens econômicas, mas sim de apresentar os componentes principais da
unidade de medição.
2.6.1 REDES DE BRAGG
Foram utilizadas quatro FBGs, sendo que uma é utilizada como cavidade do
laser EDF, duas são usadas com FBGs de referência e uma FBG como elemento
sensor. As redes de Bragg utilizadas foram gravadas em fibras fotossensíveis e
possuem largura de banda de aproximadamente 2 nm.
Uma das extremidades da cavidade laser é formada por uma FBG que é
responsável pela sintonia do laser EDF, como foi explicado na seção 2.3. A FBG da
cavidade é gravada com o pico de refletividade em 1546,32 nm. Esta FBG é colada
sobre o PZT e estirada para sintonizar o laser.
Na figura 9 é mostrada a cavidade laser colada com cola a base de
cianoacrilato gel (Super Bonder®) sobre o PZT (Piezosystem Jena PZS1).
figura 9 - FBG 1546,32 nm colada no PZT para formar a cavidade do laser EDF
As redes de referência foram gravadas com os picos de refletividade em
1547,42 nm e 1552,18 nm. Tais redes foram medidas a uma temperatura de 27°C e
devem ter a temperatura estabilizada durante o funcionamento do sistema. Essas
redes são usadas no sistema como referência espectral, a região operacional em
34
C.D.O. (comprimento de onda) da unidade de medição situa-se entre estas duas
FBGs.
Na figura 10 é mostrado o espectro medido no OSA das duas FBGs de
referência. A FBG1_R0 é a primeira rede de referência, e está situada em 1547,42
nm; a FBG1_R1 é a segunda, situada em 1552,18 nm.
FBG1_R1
FBG1_R2
figura 10 - Espectro das FBGs de Referência. FBG1_R0 de 1547,42nm e FBG1_R1 de 1552,18
nm
O conjunto de redes a ser interrogado deve ser a composição dos espectros
das redes de referência e da rede sensora, na qual apenas a rede sensora pode
sofrer variações.
A FBG sensora, também mencionada FBS, é a rede de Bragg utilizada para
com o sensor de temperatura ou deformação. Na figura 11 é possível observar o
pico de refletividade em 1549,20 nm, medido no OSA a uma temperatura de 33oC.
35
FBS
figura 11 - Espectro da FBG sensora em 1549,20 nm (FBS)
Para a FBG apresentada na figura 11 utilizou-se a gravação por máscara de
fase na produção das FBGs, e o procedimento detalhado pode ser encontrado no
sub-ítem 2.6.1 do trabalho de Kuller . As redes de Bragg foram gravadas na UTFPR
com o auxílio de um laser excímero e uma máscara de fase com chirp. Para que a
unidade de medição funcione corretamente, é necessário que as FBGs sejam
gravadas dentro da faixa de varredura do laser sintonizável.
Como foi dito na seção 2.3, uma FBG também pode ser usada com cavidade
laser, que ao ser estirada, sintoniza o laser para comprimentos de ondas maiores,
no sentido do azul para o vermelho. Portanto o início da faixa de operação da
unidade de medição é dependente da gravação da FBG utilizada na cavidade. Outra
consideração feita em 2.3 é que a FBG possui um limite de resistência mecânica, o
que limita a sintonia máxima do laser.
Essas características do laser sintonizável requerem que as FBGs sejam
gravadas entre o início da faixa de operação do laser e o limite máximo que este
pode sintonizar o seu feixe emitido.
36
Portanto as FBGs devem ser gravadas de forma ordenada com os C.D.O
crescentes, no sentido do azul para o vermelho, de tal maneira que a FBG que
funciona como espelho refletor da cavidade laser possua o menor comprimento de
onda seguida da FBG1_R0, da FBS e por fim a FBG1_R1 com maior C.D.O.,
conforme pode ser visto na Tabela 1.
Tabela 1 - Pico de Refletividade das FBGs utilizadas na unidade de Medição, na
temperatura de 33°C
FBG
CDO (comprimento de Onda)
FBG usada na cavidade laser
1546,65 nm
FBG1_R0
1547,45 nm
FBS
1549,22 nm
FBG1_R1
1552,22 nm
Outra consideração para que a unidade funcione satisfatoriamente é a
necessidade de uma faixa de espectral livre ente as FBGs de referência para que a
FBS possa sofrer variações no seu comprimento de onda. Como o aumento de
temperatura ou deformação desloca o comprimento de onda para o vermelho,
conforme a equação (2). O ideal é que a FBS situe-se próximo a FBG1_R0 quando
o sensor estiver em repouso, e, à medida que ocorre o aumento de temperatura ou
deformação, a FBS desloca-se no sentido da direção da FBG1_R1, no sentido do
azul para o vermelho.
A figura 12 apresenta o espectro das três redes de Bragg medidas com o OSA
antes de serem incorporadas na unidade de medição automatizada, e a seta indica o
sentido de deslocamento do espectro da FBS ao sofrer aumento de temperatura
e/ou deformação.
37
FBS
FBG1_R0
FBG1_R1
figura 12 - Espectro das FBGs de referência e FBG sensora com a indicação do deslocamento
da FBS
As fibras óticas em que foram gravadas as redes de Bragg foram emendadas
em série, como se tivessem sido gravadas na mesma fibra. Dessa maneira, splliters
óticos foram evitados e apenas um circulador ótico conecta o laser sintonizável à
fibra que contém as redes. O mesmo circulador ótico direciona o espectro refletido
das redes de Bragg para o fotodetector.
As FBGs utilizadas possuem uma refletividade muito baixa e o ruído
interferométrico é elevado em relação ao espectro fotodetectado. Este fator obriga o
uso de um filtro para que a medição seja satisfatória.
2.6.2 LASER SINTONIZÁVEL
Os componentes óticos do laser sintonizável são os mesmos do apresentado
por Haramoni , também representado na figura 4. As diferenças são a substituição
das duas cavidades laser formadas pelas DTGs por apenas uma cavidade com uma
TFBG. A unidade de medição manteve a mesma EDF, PZT e demais componentes
óticos. A substituição das cavidades objetivou preservar as DTGs, visto que o
38
desenvolvimento do trabalho danificou várias TFBG que foram coladas sobre o PZT.
As FBGs podem ser gravadas na UTFPR, enquanto as DTGs precisam ser
importadas e compradas, por isso, para acelerar o processo e evitar gastos
desnecessários, foi usado esse processo alternativo.
Com a unidade de medição automatizada é possível retornar ao uso das
DTGs. O uso da nova cavidade limitou a sintonia do laser EDF em 7 nm, mas ainda
continuou com uma boa faixa de operação e possibilitou o uso da unidade de
medição sem demais problemas.
O laser deste trabalho opera em um comprimento de onda diferente do laser de
Haramoni e com uma faixa de operação um pouco menor. Por isso foram gravadas
novas redes, como mencionado na seção 2.6.1. A razão de operar em outra faixa
espectral é a substituição das DTGs pela TFBG, que foi gravada em um
comprimento de onda diferente. Esse procedimento objetivou preservar as DTGs
que são componentes caros. Como a TFGB passa a ser elemento responsável pela
sintoniza do laser, a operação do laser também sofreu alteração.
Na figura 13 é possível ver o espectro de emissão do laser sintonizável quando
a cavidade está parcialmente estirada com 70 V sobre o PZT. Nessa condição o
laser de bombeamento (Princeton Lightwave WavePower Series), que alimenta a
cavidade laser, tem uma corrente de 650 mA. É possível aumentar a corrente de até
950 mA, mas neste exemplo a capacidade máxima não foi utilizada para evitar
danos no OSA utilizado para realizar a medida. Quando o laser é usado na unidade
de medição, a corrente máxima também é usada, o que é comentado e
recomendado no trabalho de Haramoni , na seção 5.4.4, onde trata das técnicas para
minimizar oscilações de relaxação do laser.
A entrada do PZT onde é colada a TFBG que sintoniza o laser é um sinal que
pode variar de 0 a 110V, limitado pela tensão de ruptura da fibra colada no PZT.
Quando o PZT é excitado com 0V o pico de emissão laser é de 1546,32 nm e
quando é excitado com 110V o pico de emissão é 1552,60 nm. Para que o
comprimento de onda emitido possa excursionar dentro desta faixa é necessário um
driver para o PZT que precisa amplificar um sinal de baixa amplitude, que sai do
bloco da FPGA, até os níveis de operação do PZT.
39
figura 13 - Espectro de emissão laser com o PZT em 70V e 650mA
2.6.3 DRIVER PZT
O driver do PZT é um amplificador de tensão. Este dispositivo gera a tensão
necessária para que o PZT estique a fibra utilizada como cavidade laser
sintonizável. O driver do PZT utilizado por Haramoni foi substituído por um driver
customizado, desenvolvido por Oliveira . A descrição de funcionamento encontra-se
na seção 4.3.2 de sua dissertação . Porém, o circuito demanda um amplificador para
ajustar os níveis de tensão entre a saída do conversor DAC da placa FPGA para
excitar adequadamente a entrada do driver. Por isso, foi adicionado um circuito
amplificador e somador, não isolado, apresentado na figura 14. O ganho pode ser
ajustado com um potenciômetro que amplifica o sinal em até 3 vezes. A entrada do
driver PZT foi conectada no conector J5 da placa de processamento FPGA no
circuito DAC, e sua saída no conector do driver do PZT.
40
10k Ω
Conector
J5
820 Ω
10k Ω
15V
15V
10k Ω
LM 324
LM 324
DRIVER PZT
15V
-15V
-15V
10k Ω
100k Ω
figura 14- Estágio pré-amplificador do driver do PZT.
Este circuito apresentado na figura 14, utiliza alimentação proveniente do driver
do PZT e tem como principal função amplificar sinais de amplitude máxima de 3,3V
do DAC até 12V necessários na entrada do driver do PZT.
2.6.4 PLACA DE PROCESSAMENTO FPGA
A FPGA utilizada foi uma Spartan3E5002 da Xilinx, pelo fato desta possuir uma
FPGA suficientemente grande para comportar o projeto. Nenhuma placa foi
construída, ao invés disso, foi adquirido um kit de desenvolvimento de FPGA que
possui as interfaces necessárias para o projeto.
Na figura 15 é mostrado o Kit educacional Spartan 3E Starter Board que tem
como elemento principal uma FPGA Xilinx família Spartan 3E, cujo part number é
XC3S500E. O componente possui 232 pinos de entrada e saída e mais de 10.000
células lógicas (CLBs).
Outras vantagens da placa que foram utilizadas são a interface USB para
gravação da FPGA via jtag, os circuitos integrados conversores ADC e DAC, botões
e LEDs, circuitos de interface serial e VGA.
2
Manual do Componente: http://www.xilinx.com/support/documentation/data_sheets/ds312.pdf
41
FPGA
figura 15 - Placa de processamento Spartan3E Starter Board
Para fazer a aquisição do sinal proveniente do fotodetector é necessário um
circuito conversor. Na placa existe um conversor analógico digital da Linear
Technology, LTC1407A-1 SPI de 14 bits de resolução a capacidade de taxa de
aquisição superior a 1M sample/s. Conectado em sua entrada existe também um
amplificador SPI programável, Linear Technology LTC6912-1. Esse circuito de
captura restringe as tensões de entrada entre 0,4 e 2,9V.
Normalmente os circuitos de fotodetecção possuem ruído de fundo de escuro,
intrínsecos ao próprio fotodetector e ao circuito utilizado, que no cenário da unidade
de medição extrapolou a tensão de entrada de 0,4V e não ultrapassou os 2,9V.
Portanto, não foi necessário ajustar os níveis de entrada com aplificadores e o
fotodetector que pôde ser ligado diretamente nos pinos do amplificador da placa. A
obtenção desses níveis foi reflexo do resitor de utilizado no fotodetector, que
permitiu o posicionamento do sinal fotodetectado na faixa de operação do circuito de
caputura.
Para gerar o sinal que controla o driver do PZT é necessário um circuito de
geração de sinais, que também existe na placa. O conversor DAC da placa de
processamento é um Linear Technology LTC2624, SPI, que tem 12 bits de
resolução e tem amostragem superior a 1M sample/s. Este conversor permite que a
FPGA envie para o driver do PZT um sinal com amplitude de 0 a 3,3V. Com uso do
DAC é possível que seja sintetizada uma forma de onda, o que melhora o
42
desempenho do sistema quando substitui o gerador de funções e não padroniza o
sinal enviado ao PZT. Isso permite ao usuário alterar a maneira como o PZT
deforma a cavidade laser e, por consequência, a forma de sintonia do laser,
permitindo que a recomendação de Haramoni de ter uma forma de onda trapezoidal
seja incorporada a unidade de medição.
2.6.5 FOTODETECTOR
O fotodetector foi o mesmo usado por Haramoni , Arseneto de Gálio-Índio
(InGaAs) (ETX75 FJS), mostrado na , e foi conectado diretamente, com um resistor
de 100k Ohm na entrada de captura analógica da placa de processamento FPGA. A
tensão de alimentação foi de 3,3V, proveniente do conector J7 da placa de
processamento. Esse dispositivo já possui um pigtail que permite a conexão entre o
circulador ótico, que redireciona o espectro refletido das redes de Bragg para o
fotodetector, ligado na placa FPGA pelo conector J7 ao circuito de captura ADC.
figura 16 - fotodetector ETX75 FJS
2.7 DESENVOLVIMENTO FPGA
Com os componentes utilizados devidamente apresentados, é necessário que
a FPGA cumpra sua função de automatizar a unidade de medição. A FPGA é o
dispositivo que controla os periféricos, faz o tratamento do sinal e apresenta os
resultados na interface de usuário, eliminando a necessidade de um pósprocessamento em um computador pessoal.
Todo o projeto foi feito em VHDL e utilizou blocos de memória dual port para
armazenar os dados provenientes do circuito de aquisição de sinais e para
armazenar as formas de onda que excita o amplificador do PZT. Os multiplicadores
internos são usados no filtro digital e um softprocessor faz os cálculos para
determinar a posição da FBS em relação às redes de referência.
43
A figura 17 representa a organização interna do projeto da FPGA, que foi
subdivida em componentes internos.
FPGA
Conector
MEMÓRIA DE
FOTO
DETECTOR
SPI
CONTROLADOR
CARACTERES
SPI
(ASCII TABLE)
ADC
Conector
DRIVER PZT
CONTROLADOR
TIMER
DAC
Conector
J5
VGA
INTERFACE
MEMÓRIA
J7
VGA
MEMÓRIA VGA
MEMÓRIA DO
DAC (PZT)
FILTRO
MEMÓRIA DO
DIGITAL
ADC (FOTODIODO)
DETECTOR DE
CRUZAMENTO
PICO
BLAZE
(uC)
Conector
RS232
UART
DE ZERO
(1a DERIVADA)
figura 17 - Diagrama em blocos da organização interna do projeto da FPGA.
A FPGA atua como controlador do sistema. É ela quem controla o laser
sintonizável e lê o fotodetector através do controlador SPI. O controlador SPI é
sincronizado pelo controlador de memória que envia os dados capturados para o
filtro digital. Os dados processados no filtro são armazenados em uma memória dual
port chamada Memória do ADC. Esses dados são encaminhados para a interface
VGA, que desenha no monitor uma representação do sinal processado.
Paralelamente, com o auxílio de um bloco detector de cruzamento de zero, o
softprocessor PicoBlaze™ detecta os picos de refletividade das FBGs, calcula a
posição da FBS e mostra o valor numérico correspondente ao pico de refletividade
da FBS no monitor VGA. Essa descrição é mais facilmente visualizada na figura 17,
acompanhando a seta que sai do conector J7 e vai até o conector da interface VGA,
da esquerda para direita.
O controlador de memória também lê os dados da memória DAC e envia ao
PZT através do controlador SPI, sintonizando o laser. O procedimento também pode
ser acompanhado na figura 17, pela seta que sai da memória do DAC e chega ao
conector J5. Para a correta operação, a leitura do fotodetector e a escrita no driver
44
do PZT devem ser sincronizadas, e para cada valor enviado ao DAC deve haver um
valor lido do ADC.
O softprocessor é quem encontra o valor numérico correspondente à medida,
para isso, o PicoBlaze™ calcula a posição da FBS, comparando com os
cruzamentos de zero das redes de referência. O resultado é armazenado na
memória de vídeo e mostrado no monitor VGA. Também cabe ao PicoBlaze™
controlar a UART, que é a interface usada para extrair os dados da placa de
processamento e enviá-los para um computador pessoal.
O desenvolvimento contou com test benchs especializados para os blocos de
maior importância, como as interfaces SPI, VGA e controlador de memória. Após a
interface VGA concluída, o desenvolvimento e a análise da resposta do conjunto
puderam ser realizados com a interface VGA do próprio sistema.
Os blocos simulados com test benchs foram o controlador de memória e o
controlador SPI onde foi usado o simulador ModelSim XE III/Starter 6.3c. Os blocos
escolhidos foram simulados, pois existe a necessidade de sincronismo entre a
captura e aquisição dos sinais, respeitando os protocolos e temporizações dos
dispositivos. Com a abordagem de test benchs é possível criar um modelo de
simulação capaz de representar o comportamento dos componentes externos que
fazem interface com a FPGA. Com base nos manuais dos componentes utilizados,
os test benchs puderam auxiliar a simular o comportamento de todo o circuito
eletrônico e também a validar a correta lógica de programação da FPGA até que os
circuitos pudessem ser realmente usados na placa da FPGA.
Como pode ser visto na figura 18, os blocos escritos em VHDL correspondem
aos circuitos de captura e aquisição de dados.
45
MEMÓRIA DE
LTC6912-1
SPI CONTROLADOR
LTC1407A-1
INTERFACE
CONTROLADOR
ADC
MEMÓRIA
TIMER
LTC2624
DAC
VGA
(ASCII TABLE)
SPI
PRÉ-AMP
CARACTERES
MEMÓRIA VGA
MEMÓRIA DO
DAC (PZT)
FILTRO
MEMÓRIA DO
DIGITAL
ADC (FOTODIODO)
DETECTOR DE
CRUZAMENTO
PICO
BLAZE
(uC)
UART
DE ZERO
(1a DERIVADA)
figura 18 - Diagrama em blocos do test bench
A partir do momento que os circuitos de interface estavam funcionando
adequadamente, o método de teste mudou. A abordagem foi utilizar a placa de
desenvolvimento e a interface VGA para apresentar os resultados parciais dos sinais
capturados. Esta tática foi usada com a maior ênfase no desenvolvimento do filtro
digital, pois a visualização do sinal capturado pode ser feita mais rapidamente com a
intefarce VGA.
2.7.1 CONTROLADOR SPI
O Bloco do controlador SPI é responsável pela interface com os conversores
ADC, DAC e com o amplificador programável. Esses componentes estão
conectados na mesma cadeia SPI. O controlador gera sinais de espera para que o
controlador de memória possa sincronizar os eventos. Para o desenvolvimento do
controlador SPI, o código VHDL foi simulado para assegurar a correta comunicação
entre a FPGA e os circuitos externos. Cada dispositivo teve um test bench dedicado
e, na figura 19, é possível ver um exemplo da simulação de um trecho do projeto,
no momento em que a FPGA executa uma leitura do ADC.
46
figura 19 - Test bench do controlador SPI, realizando um evento de leitura do circuito ADC
Este Bloco é conectado aos pinos dos componentes ADC e DAC e é
controlado apenas pelo controlador de memória.
2.7.2 CONTROLADOR DE MEMÓRIA
O Bloco do controlador de memória sincroniza as atividades de envio de sinal
para o driver do PZT e o circuito de captura. Basicamente, é a máquina de estados
representada na figura 20. Existe, em paralelo a esse bloco, um timer responsável
pela temporização desses estados. Os flags gerados pelo timer tem a freqüência de
5kHz. O flag de 5kHz dispara um ciclo simples de escrita no driver PZT e na leitura
do fotodetector. Após 5000 ciclos de captura do ADC, no momento em que o flag de
1Hz dispara, o amplificador LTC6912-1 é reprogramado, o contador é zerado, os
endereços de leitura e escrita das memórias são posicionados novamente para
posição zero e a máquina de estados é reiniciada.
47
INÍCIO
1HZ_FLAG=0
5kHz_FLAG=0
CONTADOR =0
STAND BY
5kHz_FLAG=1 ?
NÃO
SIM
ENDEREÇO=CONTADOR
LÊ MEMÓRIA
DAC
ESCREVE NO
DAC
DAC PRONTO ?
NÃO
SIM
LÊ ADC
ADC PRONTO ?
ENDEREÇO=CONTADOR
NÃO
SIM
5kHz_FLAG=0
ENVIA FILTRO
CONTADOR=CONTADOR +1
DIGITAL
1S_FLAG=1 ?
NÃO
SIM
PROGRAMA
AMPLIFICADOR
AMP. PRONTO ?
NÃO
SIM
INÍCIO
figura 20 - Máquina de estados do controlador de memória
48
Este bloco funciona de maneira independente, e o único controle é a
possibilidade de congelar a máquina de estados no início, parando todo o processo.
O comando de parada da máquina de estados é realizado pelo softprocessor,
através da interpretação dos dados recebidos da interface serial.
O softprocessor deve ter a capacidade de parar a aquisição dos sinais, pois a
leitura dos dados através da interface serial demora alguns segundos, e neste
intervalo os dados enviados para o computador podem ser sobreescritas por
sucessivas aquisições, caso a unidade de medição não pare durante a comunicação
com o PC.
2.7.3 FILTRO DIGITAL
Na máquina de estados apresentada na figura 20 é possível perceber que,
após a aquisição do sinal, este é enviado para um bloco de filtro digital. O filtro digital
utilizado foi um filtro IIR de 6ª ordem sintonizado com uma frequência de corte em 40
Hz. A taxa de amostragem foi de 5 kHz. A escolha da ordem do filtro foi feita
empiricamente, pois o trabalho de Haramoni utilizou um filtro de ordem 48. Um filtro
de ordem elevada tem a frequência da faixa de transição mais estreita que um filtro
de menor ordem, mas traz a desvantagem de atrasar o sinal, defasá-lo e necessitar
mais recursos internos, caso seja construído em uma FPGA.
O filtro com ordem 48 mostrou-se desnecessário para o sistema em questão. O
filtro na FPGA utilizou ponto fixo com uma resolução limitada de 14 bits pelo sistema
de captura. Porém, nessa resolução cada iteração de multiplicação do filtro digital
pode potencialmente inserir um erro sistemático, caso os coeficientes do filtro não
estejam exatamente discriminados. O erro sistemático pode ocorrer caso o filtro
tenha um ganho ligeiramente diferente do ganho unitário.
Uma etapa de
escalamento de sinal deve ser feito em ponto fixo para minimizar a probabilidade de
overflow em todos os nós do filtro, maximizando a SNR.
Para construir o filtro de 6ª ordem foi utilizado um filtro Butterworth de 2ª ordem,
instanciado três vezes e conectados em série. Essa abordagem foi utilizada porque
dessa maneira apenas um filtro simples foi projetado e a sintonia pôde ser testada
em diversas frequências de cortes com o filtro Butterworth, sendo instanciado na
medida em que uma maior seletividade era exigida. Caso diversas topologias
49
fossem utilizadas, o tempo de ajuste do filtro seria muito maior e os testes para
verificar o funcionamento da FPGA seriam mais numerosos.
Um filtro Butterworth tem a faixa de rejeição e de passagem sem ripple, o que
permite que seja conectado em série. Apesar dessa topologia defasar o sinal, não
houve impacto no funcionamento do sistema, pois a informação de interesse
encontra-se apenas no módulo do espectro do sinal e faixa distorcida não contém
informação relevante.
A equação (4) representa a função de transferência do filtro digital de segunda
ordem.
H ( z) =
1 + 2z − 1 + z − 2
A + Bz − 1 + C − 2
(4)
A = 1639, B = − 3162, C = 1528
Em relação à resposta em frequência do filtro, mostrado na figura 21, é
possível notar que a frequência de corte está concentrada na parte esquerda do
gráfico, que ocorre pela elevada frequência de amostragem do filtro digital em
relação a freqüência de corte.
Radianos
Radianos
Radianos
figura 21 - Magniture Filtro Butterworth 40Hz de segunda ordem. (a) Resposta em frequencia
do filtro IIR. (b) Resposta em frequencia do filtro IIR com escala em dB. (c) Fase do Filtro IIR
Isto acaba posicionando os pólos do filtro em uma região próxima a uma
região de instabilidade. Uma maneira sensata de reduzir esse efeito seria diminuir a
50
frequência de amostragem, mas isso reduziria a resolução da unidade de medição.
Uma frequência de corte mais elevada não é capaz de evitar os ruídos captados
pelo fotodetector, pois a eficiência do filtro fica comprometida a partir de uma
frequência de corte de 100 Hz devido ao ruído interferométrico que não permitiria o
funcionamento adequado do detector de cruzamento de zero.
O desenvolvimento do filtro objetivou eliminar o ruído interferométrico de
maneira simples e rápida, na mesma taxa em que os dados são capturados. Outras
topologias são possíveis, e a capacidade de reconfiguração da FPGA permite a
construção de um filtro mais poderoso sem alteração dos componentes da unidade
de medição.
Depois do sinal devidamente filtrado, os dados são armazenados na memória
do ADC que podem ser acessados tanto pelo detector de cruzamento de zero
quanto pelo circuito VGA. O primeiro auxilia o softprocessor a detectar os picos de
reflexão das FBGs e o segundo trabalha para controlar a apresentação dos dados.
2.7.4 DETECTOR DE CRUZAMENTO DE ZERO DA 1ª DERIVADA
A função de detecção de cruzamento de zero visa encontrar o pico de
refletividade de cada uma das redes de Bragg interrogadas. O procedimento é
idêntico ao realizado por Haramoni , como pode ser visto na figura 22.
figura 22 - Gráficos traçados para a determinação do pico de reflexão da FBG interrogada.
(a) Espectro temporal adquirido pelo osciloscópio. (b) Espectro após filtragem com filtro passa
- baixas. (c) Primeira derivada do espectro filtrado e o cruzamento de zero que indicam o
instante de tempo para o pico de reflexão da FBG. Fonte: figura 38 de Haramoni
O trecho VHDL desse bloco atua armazenando a amostra anterior enviada pelo
filtro digital e subtraído-a do valor atual. Quando o resultado desta operação for zero
51
ocorre o cruzamento de zero e equivale a uma operação de derivação do sinal. O
endereço de memória que representa a amostra onde ocorreu o cruzamento de zero
é salvo em um registro e disponibilizado para o softprocessor PicoBlaze™.
O PicoBlaze™ pode receber da interface serial e enviar para o bloco detector
de zero um valor usado como sensibilidade de detecção. O detector de zero só
começa a executar o cálculo da derivada quando o nível do sinal adquirido supera
este nível de sensibilidade. Essa ação evita que medidas incorretas sejam feitas. Um
exemplo disso pode ser visto na figura 22(c) que possui dois pequenos cruzamentos
de zero em cada lado do ponto identificado de cruzamento de zero destacado. Se o
nível
de
sensibilidade
for
zero,
esses
pequenos
cruzamentos
de
zero,
correspondentes aos lóbulos laterais de FBG, podem ser considerados como outra
FBG.
Depois dos picos devidamente identificados o processo continua através do
softprocessor PicoBlaze™.
2.7.5 SOFTPROCESSOR PICOBLAZE™
O PicoBlaze™ é um softprocessor que foi usado para calcular a posição da
FBS em relação às redes de referência. Além disso, ele controla a interface serial,
que pode enviar comandos para a FPGA. Não houve preocupação em utilizar um
softprocessor que fosse de domínio público, pois o foco do projeto não é trabalhar
no desenvolvimento do softprocessor propriamente dito .
O código assembler deste microcontrolador lê os pontos de cruzamento de
zero encontrados e armazenados na memória RAM da FPGA pelo bloco detector de
cruzamento de zero e considera que o primeiro e o terceiro valores capturados são
correspondentes as redes de referência. O segundo valor armazenado pertence à
FBS.
No microcódigo, que é o código assembly escrito para o softprocessor
PicoBlaze™, estão definidos como constantes os valores de comprimento de onda
das redes de referência. Com esses dados, o valor em comprimento de onda da
FBS é calculado em relação as redes de referência.
O cruzamento de zero da primeira referência (FBG1_R0) estipula o início e
corresponde ao valor de 1575,42 nm. A segunda referência (FBG1_R1), de 1552,16
52
nm, sinaliza o fim da faixa de operação. Logo, a diferença das duas, 4,74 nm, é a
faixa onde a FBS está localizada. O softprocessor faz uma conta de
proporcionalidade entre o cruzamento de zero da FBS e a FBG1_R1, sendo que
ambas devem antes ser subtraídas da FBG1_R0, considerada ponto inicial. Em
seguida, o resultado é ajustado entre 0 e 4,74 nm e somado ao valor da FBG1_R0.
Na figura 23 é possível observar a máquina de estados do microcódigo. Para
executar o processamento e encontrar o valor da FBS foram programadas rotinas de
multiplicação, divisão, adição e subtração de 32 bits. O clock do microcontrolador
RISC é de 50 MHz e está no mesmo domínio de clock da FPGA.
INÍCIO
foto detectado
FBG1_R0
FBS
FBG1_R1
R0 = FBS - FBG1_R0
R1 = FBG1_R1 - FBG1_R0
Valores constantes definidos no código
4,74nm = 1552,16nm - 1547,42nm
CARREGA OS
CRUZAMENTOS DE
ZERO
CONSIDERA
FBG1_R0 COMO
PONTO INICIAL
CALCULA A FAIXA
ESPECTRAL ENTRE
AS REFERENCIAS
R1 ↔ 4,74nm
R0 ↔ X
Resultado = X + 1546,16nm
CALCULA POSIÇÃO
DA FBS
ENVIA PARA
MEMÓRIA DE VIDEO
NÃO
EXISTE DADO NA
SERIAL ?
SIM
TRATA SERIAL
figura 23 - Máquina de estados do PicoBlaze™
53
2.7.6 ESTÍMULOS PARA O PZT
O PZT é controlado pela FPGA, conforme mencionado na seção 2.7.2, sobre o
controlador de memória. Para definir a forma com que o PZT é acionado, a memória
do DAC deve ser preenchida com números que irão compor a forma de onda
desejada quando forem enviados para o DAC. Essa gravação pode der definida no
próprio código VHDL, no momento em que a memória interna da FPGA é
instanciada. São armazenadas nessa memória 5000 amostras com uma resolução
de 12 bits que são enviados ao DAC durante o período de 1 segundo. O tamanho
da memória é de 60k bits e ocupa menos de 20% da memória interna do
componente.
O perfil da forma de onda recomendada por Haramoni é do tipo trapezoidal. O
tempo correspondente as bases do trapézio é necessário para que o laser consiga
estabilizar a população nos níveis de emissão espontânea do Érbio. Tal desordem
nos níveis excitados ocorre quando a cavidade laser é alterada de maneira rápida, e
tem o objetivo de evitar oscilações na cavidade laser quando ocorrem as
comutações da chave ótica presente no esquema de Haramoni .
A vantagem que a onda trapezoidal proporciona não foi percebida nesse
trabalho, pois a chave ótica não foi usada, já que na unidade de medição
automatizada pela FPGA existe apenas uma FBG como cavidade laser, e não é
possível sintonizar o laser em outros comprimentos de onda citados anteriormente
na seção 2.6.2. Mesmo assim, a FPGA possui a onda trapezoidal e tem capacidade
de utilizar as duas cavidades, e, apesar de não ter sido usada exatamente com
Haramoni recomendou, esse bloco foi fundamental nos testes da unidade de
medição, que será explicado na seção 3.1.
Para desenhar a forma de onda usada como estímulo do PZT foi usada uma
planilha de dados que auxiliou na conversão da forma de onda na sequência de
dados no formato hexadecimal, gravada na memória do DAC.
Na figura 24 é possível verificar a forma de onda gravada na memória do DAC.
Como o DAC utilizado possui uma resolução de 12 bits, o valor decimal máximo que
pode ser reprensentado é 4095, que significa uma tensão de 3,3 V na saída do DAC
e na entrada do driver do PZT.
54
4500
Valor gravado na memória
4000
3500
3000
2500
2000
1500
1000
500
0.
00
0.
05
0.
09
0.
14
0.
19
0.
23
0.
28
0.
32
0.
37
0.
42
0.
46
0.
51
0.
56
0.
60
0.
65
0.
70
0.
74
0.
79
0.
84
0.
88
0.
93
0.
97
0
Tempo (s)
figura 24 - Perfil de dados inseridos na memória DAC para acionamento do PZT
Na figura 25 é possível verificar a sequência de eventos que ocorrem em um
ciclo de aquisição da unidade e a forma de onda trapezoidal, correspondente ao
acinamento do PZT.
0s
0,23 s
0,42 s
0,50 s
0,56 s
0,65 s
0,74 s
0,84 s
1,00 s
figura 25 - Representação do processo de sintonia do Laser EDF com o estiramento da
FBG cavidade laser realizado pelo PZT
55
2.7.7 INTERFACES VGA E SERIAL
As interfaces de usuário da unidade de medição automatizada pela FPGA são
a porta VGA e a porta serial.
O circuito VGA é responsável pela apresentação dos dados. A opção elegante
para um equipamento de medidas seria o uso de um display personalizado, com
dimensões reduzidas. Porém, os monitores de LCD estão cada vez mais populares
e têm apresentação igual ou melhor que displays gráficos que são caros, e possuem
poucos equivalentes em caso de descontinuação do dispositivo. Esta parte do
circuito também é responsável pela temporização dos sinais entregues ao monitor
VGA, que tem resolução de 640 por 480 pontos e oito cores.
Outra tarefa é a divisão da área útil do monitor. Fica dedicada ao sinal
detectado e a derivada primeira, uma região de 500 por 255 pontos na parte superior
do monitor. Abaixo fica a região de escrita de caracteres do microcontrolador. A
região reservada para apresentação do sinal não é suficiente para visualização de
todas as amostras. Portanto, são mostradas uma a cada dez amostras e a amplitude
do sinal é truncada nos 4 bits menos significativos. A imagem fica diminuída para
caber no quadrante do vídeo e é apenas uma referência visual. O softprocessor não
despreza informação como a interface de VGA e utiliza todas as amostras para
executar o processamento, assegurando que a informação não foi perdida no
cálculo da posição do pico de refletividade da FBS.
Na figura 26 é possível ver uma foto do monitor VGA interrogando as redes de
Bragg. O circuito VGA também traça uma linha pontilhada vertical na coluna onde
pico de refletividade foi detectado. A linha horizontal é uma representação da
deteção do pico de refletividade das FBGs, sobreposto ao sinal filtrado captudado do
fotodetector.
56
figura 26 - Foto do monitor VGA da unidade de medição com o filtro digital ativado
A figura 27 é uma foto em preto e branco onde é possível visualizar a unidade
de medição mostrando simultaneamente o sinal filtrado e a derivada calculada.
Também existe a linha pontilhada que identifica o ponto de máxima refletividade das
FBGs.
figura 27 - Foto em preto e branco do monitor VGA. (a) Sinal filtrado sobreposto a linha de
identificação dos picos de refletividade das FBGs. (b) Foto com a unidade de medição com o
sinal filtrado sobreposto à derivada do sinal e a linha de identificação de cruzamento de zero.
57
Na figura 28 é possível ver a foto do mesmo monitor, executando a mesma
medida, mas com o filtro digital desligado. Nota-se que a linha pontilhada não foi
posicionada nos picos de refletividade. Nesse sinal existe muito ruído e nota-se que
houve cruzamento de zero em regiões onde não havia espectro refletido algum. O
valor entregue ao softprocessor neste caso é errôneo e o resultado da medida não é
válido.
figura 28 - Foto do monitor VGA da unidade de medição com o filtro digital desativado
É possível também comparar a figura 26 e a figura 28 com medida feita no
OSA, representada pela figura 12.
A outra forma de coletar resultados das medidas é a interface serial. A interface
serial garante a possibilidade de extrair dados da unidade de medição para um PC e
também foi projetada para que o sistema possa ser usado na ausência de um
monitor VGA. A interface serial deve ser usada em uma taxa de 115200 bps 8N1 e
pode ser usada diretamente com o hiperterminal do Windows ou outros softwares,
como, por exemplo, o Teraterm.
A interface é bem simplificada, e possui uma instrução desenhada na própria
interface VGA. Os comandos possíveis estão na tabela 2.
58
tabela 2- Comando da interface serial da unidade de medição
Comando da Interface Serial
S
Descrição
Retorna
os
valores
numéricos
calculados pelo PicoBlaze™
X
Desliga / Liga o filtro digital
T
Retorna todos os valores da Memória
do ADC
L xxx <enter>
Ajusta o nível de sensibilidade do
detector de cruzamento de zero, onde
x é um valor de 0 até F na base
hexadecimal.
59
3 RESULTADOS
Para a coleta dos resultados foram utilizadas diversas técnicas que foram
evoluindo na medida em que a unidade de medição automatizada foi construída.
Inicialmente as interfaces de aquisição de sinal e controle do PZT não estavam
prontas e os testes foram realizados sem o laser sintonizável acoplado à unidade de
medição, ou seja, apenas com a FPGA. Por isso, os primeiros resultados coletados
são considerados simulações, pois não estavam realizando uma medida de fato.
Entretanto, os dados processados nesta etapa foram fundamentais para a validação
dos principais blocos de processamento da FPGA. Com uma etapa de
processamento de sinais funcional, foi possível trabalhar nos circuitos de aquisição e
finalmente juntar os blocos para que os sensores pudessem ser medidos. Esses
resultados capturados de um sensor são mostrados na sequência, nos experimentos
de temperatura e estiramento realizados com a unidade de medição como método
para validar o equipamento.
3.1 SIMULAÇÕES
No primeiro teste realizado, a FGPA foi usada apenas para processar o sinal
para identificar os pontos de cruzamento de zero. No projeto da FPGA, a memória
do DAC é idêntica à memória do ADC, e isso permitiu que resultados coletados por
Haramoni fossem inseridos na memória do DAC.
Com essas amostras dentro da FPGA, o bloco controlador de memória foi
programado para ler a memória do DAC e enviar os dados para o filtro digital, ao
invés de encaminhá-los para o DAC, como pode ser observado na figura 29. Esse
atalho gerado dentro da FPGA permitiu testar o bloco detector de cruzamento de
zero e a máquina de estados do controlador de memória, sem usar a interface com
DAC e ADC.
60
FPGA
CONTROLADOR
SPI
FOTO
DETECTOR
(ASCII TABLE)
VGA
VGA
INTERFACE
ADC
CONTROLADOR
MEMÓRIA VGA
MEMÓRIA
Conector
MEMÓRIA DO
J7
DRIVER PZT
CARACTERES
SPI
Conector
MEMÓRIA DE
TIMER
DAC
Conector
DAC (PZT)
FILTRO
MEMÓRIA DO
DIGITAL
ADC (FOTODIODO)
DETECTOR DE
CRUZAMENTO
PICO
BLAZE
(uC)
Conector
RS232
UART
DE ZERO
J5
(1a DERIVADA)
figura 29 – Digrama de blocos internos da FPGA utilizados para tratamento do sinal capturado
pelo interrodor sintonizado mecanicamento com o auxílio de um osciloscópio
Para condicionar os resultados capturados por Haramoni , foi utilizada a
planilha de dados empregada para gerar os estímulos do PZT, conforme mostrado
na seção 2.7.6.
Na figura 30 é mostrada uma representação dos dados inseridos na FPGA
coletados com a versão não automatizada da unidade de medição. Essas amostras
foram capturadas com uma frequência de amostragem de 1kHz com o auxílio de
uma placa de captura.
0
0,5
1 (s)
figura 30 - Representação das amostras capturadas por Haramoni que foram gravadas
antes de serem gravadas na memória do DAC
61
Na figura 31 é possível visualizar uma foto do monitor VGA com o resultado do
processamento do sinal. Na parte superior da figura verifica-se a derivada primeira
do sinal e, logo abaixo, o sinal filtrado.
figura 31 - Foto do monitor VGA com o resultado do processamento do sinal da amostras
gravadas na FPGA, com os resultados obtidos por Haramoni em testes com o laser
sintonizável mecanicamente
O teste seguinte utilizou a mesma estratégia acima, ou seja, usar a memória do
DAC para simular o sinal fotodetectado, mas com o projeto da FPGA usando todos
os blocos funcionais. O laser sintonizável continuou sem ser usado e as simulações
passaram a utilizar também o circuito de estímulos do PZT e o circuito de aquisição
de sinais. O atalho desta vez foi feito conectando-se a saída do DAC e a entrada do
ADC.
O objetivo do teste com o curto-circuito nos conectores foi testar a FPGA
independente dos componentes óticos e, com isso, isolar as fontes dos problemas
relativos ao projeto. A planilha de inserção de dados usada no primeiro teste foi
modificada, como pode ser visto na figura 33, para que diversos parâmetros fossem
facilmente editados. Exemplos destes parâmetros editados são o ruído, a amplitude
do sinal e o nível DC (offset) do sinal capturado.
62
FPGA
Conector
MEMÓRIA DE
FOTO
DETECTOR
SPI
ADC
Conector
CONTROLADOR
CARACTERES
SPI
(ASCII TABLE)
DRIVER PZT
MEMÓRIA
TIMER
MEMÓRIA VGA
MEMÓRIA DO
DAC (PZT)
FILTRO
MEMÓRIA DO
DIGITAL
ADC (FOTODIODO)
DAC
Conector
J5
VGA
INTERFACE
CONTROLADOR
J7
VGA
DETECTOR DE
CRUZAMENTO
PICO
BLAZE
(uC)
Conector
RS232
UART
DE ZERO
(1a DERIVADA)
figura 32 - Representação do curto circuito entre os conectores do DAC e ADC que possibilitou
a simulação e teste da FPGA sem o uso do laser sintonizável
figura 33- Representação dos valores inseridos na memória do DAC para o
funcionamento simulado da FPGA sem o uso do laser sintonizável e de fotodetector. Em (a),
um exemplo com pouco ruído e, em (b), com o ruído bastante acentuado
Esse procedimento foi indispensável para o desenvolvimento do filtro digital e
possibilitou analisar o comportamento do circuito com diversos tipos de sinal. Além
disso, testar a unidade de medição apenas com FBGs poderia deixar o projeto
afinado para trabalhar apenas com as redes disponíveis. Outra justificativa é a
pouca disponibilidade de FGBs que pudessem proporcionar diferentes condições de
refletividade e ruído. Com estes testes, o projeto da FPGA pode ser testado
rapidamente e repetidas vezes.
63
3.2 ENSAIOS COM CIRCUITO ÓTICO IMPLEMENTADO
O primeito ensaio como circuito ótico implementado foi a captura do espectro
fotodetectado sem o filtro digital ativo. Na figura 34 é possível observar o sinal
capturado e a transfomada de Fourrier. É possível notar que o desvio padrão do
gráfico representado pela transformada de Fourrier possui freqüências com
variações de magnitude superiores a 30 dB e a análise gráfica indica uma devio
padrão da figura é de 12,08 dB.
figura 34 - Espectro Medido sem o filtro digital ativo e a FFT correspontente
Com a unidade de medição em funcionamento, foi possível capturar os dados
pela inteface serial. Comparou-se o resultado com um filtro IIR com ponto flutuante e
implementado no MATLAB, mostrado na figura 35, que utiliza os mesmos
coeficientes do projeto do filtro da FPGA. A análise da magnitude da transformada
de Fourrier da figura 35 indica um desvio padrão de 8,24 dB em contraste com o
desvio padrão de 10,63 dB da figura 36, que reprensenta o resultado do filtro da
FPGA. É possível notar também que o filtro da FPGA reduziu a amplitude da faixa
superior a 100 Hz, o suficiente para permitir o cálculo da derivada primeira que
indentifica o ponto pico de reflexão da FBG.
64
figura 35 - Espectro Medido e filtrado MATLAB e a FFT correspondente
figura 36 - Espectro Medido e filtrado na FPGA e a FFT correspondente
Na
sequência,
a
unidade
de
medição
automatizada
foi
montada
completamente, como mostrada na figura 8. Os testes realizados foram de variação
de temperatura e estiramento.
65
3.2.1 ENSAIO DE ESTIRAMENTO
Na figura 37 é possível observar os resultados dos testes de estiramento. A
FBS foi colada sobre um esticador acoplado a um micrômetro, com o qual se esticou
a FGS entre 0 e 1,87 μstrain, com passos de 0,13 μstrain, repetidos por cinco vezes.
figura 37 - Resultado dos testes de estiramento
No ensaio de estiramento que está representado pela figura 37, foi feito um
ajuste linear cuja equação é λ = 1549,53 + 0,84401.x, sendo x uma medida em
μstrain (µm/m). O coeficiente de correlação foi de 0,99909. A dispersão média de
não ultrapassa 0,01703 nm por µm/m, mas a dispersão em torno de 1,73 μm/m, foi
de 0,04827 nm por µm/m. Na medida com maior estiramento, também acusou um
desvio padrão acentuado, este de 0,02387 nm por µm/m em 1,87 μm/m. Esses
valores mostram que as medidas com estiramento superior a 1,73 μm/m tiveram
menor exatidão, porém as medidas inferiores a 1,73 μm/m tiveram uma pequena
dispersão e se adequaram bem ao ajuste linear.
3.2.2 ENSAIO DE TEMPERATURA
Na figura 38 é possível observar os resultados dos testes de variação de
temperatura. A FBS foi posicionada sobre um elemento peltier monitorado por um
termopar, com o qual se submeteu a FGS a variações de temperatura entre 0 e
60°C , com passos de 5 °C, em 3 rodadas completas de teste.
66
figura 38 - Resultado dos testes de variação de temperatura
A dispersão nas medidas de temperatura foi elevada devido ao controle manual
do termo elemento peltier, que dificultava uma medida estável. O controlador do
peltier utilizado sofria oscilações de até 3°C, principalmente nas temperaturas mais
baixas. Os pontos de medida deveriam ser os mesmos a cada rodada, mas o ajuste
dificilmente atingia a temperatura estável e ainda o sensor de referência não possui
confiabilidade para o esse tipo de ensaio. Foram realizadas três rodadas de teste
nessas condições.
No gráfico da figura 38, os pontos sofreram um ajuste linear, cuja equação de
ajuste é de λ = 1549,14 + 0,0111T, sendo que T é a temperatura em graus Celsius.
A correlação das medidas é de 0,9968. Também pode ser notado uma
maior
dispersão em torno da região amostrada em 60°C. Esse episódio está relacionado
ao limite de funcionamento da unidade e é comentado no capítulo 4Nas medidas de
estiramento a correlação do ajuste linear foi maior, pelo fato de a medida ser mais
bem executada, que ficou visivelmente no ajuste aplicado as curvas. No estiramento,
a repetitibilidade das medidas pode ser observada, pois os pontos de medida eram
estáveis e bem discriminados.
Dessa forma, a unidade de medição obteve medidas conforme o desejado,
melhor no teste de estiramento do que no teste de temperatura, mas as
discrepâncias são devidas à forma dos testes, e não à deficiência da unidade de
medição, que se mostrou eficiente e capaz de interrogar redes de Bragg.
67
4 DISCUSSÃO E CONCLUSÕES
O trabalho executado é uma unidade de medição, a qual é uma opção viável
para medição de sensores baseados em redes de Bragg. O resultado é mais um
passo para que as FBGs tornem-se mais populares como sensores, pois, com a
simplificação dos equipamentos necessários na unidade, o conjunto tende a tornarse mais fácil de usar e de produzir.
A unidade de medição resultante utilizou um laser sintonizável automatizado
por uma FPGA para executar a medição de redes de Bragg em fibra ótica. Nessa
unidade de medição, o sinal fotodetectado é processado por filtros digitais na FPGA.
Além dos filtros, o circuito da FPGA agrega interfaces que eliminaram a necessidade
de equipamentos como o osciloscópio, gerador de funções e computador pessoal.
O Filtro digital utilizado possibilitou a medição de FBGs muito fracas e
suscetíveis a ruído, permitindo que o softprocessor embarcado na FPGA pudesse
detectar com exatidão os picos de reflexão das redes de Bragg interrogadas.
A unidade de medição também pode controlar o laser sintonizável com maior
eficiência, pois o circuito gerador de estímulos do PZT pode gerar a onda trapezoidal
que minimiza os ruídos interferométricos do laser, indo além, ao gerar sintetizar
outros tipos de forma de onda para o PZT, amostrada em 5k Hz.
Com a automatização dos projetos de Paterno e Haramoni , e agregando-se
um dispositivo eletrônico bastante flexível como uma FPGA, a unidade de medição
consegue mostrar o resultado de suas medidas em um display VGA, com medidas
em ciclos periódicos de um segundo e permitindo o controle e captura dos
resultados via porta serial do tipo RS232.
Os resultados apresentados merecem algumas considerações e justificativas.
Inicialmente, os testes realizados com os dados capturados por Haramoni
não
estavam previstos, e a memória do DAC não seria usada para outro fim que não
fosse gerar o sinal para o PZT. Porém, o volume elevado de dados e a necessidade
de testar o circuito obrigaram o uso de uma estratégia que testasse o projeto além
do que se poderia fazer com os test benchs de simulação. Esta etapa foi importante
para que o filtro digital pudesse ser testado repetidas vezes e ajustado conforme a
necessidade de suprimir os ruídos das amostras simuladas. Quando o sistema foi
68
finalmente posto em funcionamento por completo, o filtro digital já estava estável e
os problemas de funcionamento puderam ser isolados mais facilmente.
Uma vez montada a unidade de medição, as dificuldades se concentraram em
ajustar o sistema para o uso das redes de Bragg disponíveis. As redes de Bragg
usadas possuem uma baixa refletividade, e isto obrigou a eliminar o máximo de
elementos atenuadores do circuito ótico. Por esse motivo, as redes de Bragg foram
todas emendadas no mesmo segmento de fibra. Por outro lado, o trabalho com
redes com baixa refletividade ajudou a projetar um filtro que trabalhe em uma
situação extremamente severa, o que é bom para um sistema cuja finalidade é
interrogar redes de Bragg. Com FBGs melhores, a unidade de medição pode ter um
desempenho ainda melhor.
A necessidade de trabalhar com redes de baixa refletividade surgiu antes
mesmo das redes serem gravadas, quando as simulações com o atalho no
controlador de memória foram feitos. À medida que o filtro estava sendo refinado, o
circuito perdia sincronismo quando a atenuação do sinal era muito acentuada pelo
filtro digital. Nesta etapa do projeto, optou-se por adicionar o parâmetro de nível de
sensibilidade, que pôde ser ajustado manualmente através da interface serial.
Esse ajuste de sensibilidade serve para que o usuário, ao executar uma
medida, ajuste o nível de sensibilidade ao notar que o detector de cruzamento de
zero perdeu o sincronismo, visualizando no monitor VGA e ajustando um valor
adequado de sensibilidade para que a unidade de medição possa detectar as FBGs.
Outro exemplo pôde ser constatado quando a unidade de medição foi
completamente montada. Na figura 39 pode ser visto nos pontos destacados alguns
pontos onde o nível de sensibilidade foi empregado. Esses pontos também
determinaram a frequência de corte do filtro digital, pois frequências de corte
superiores a 40 Hz permitiam que a derivada do sinal cruzasse o eixo de referência,
causando um falso cruzamento de zero. Na figura 39(a) é possível notar uma má
conformidade no espectro de reflexão da FBS, que eventualmente eram
considerados como o pico de reflexão.
69
figura 39 - Detalhe da má conformidade do espectro de reflexão da FBS. (a) Espectro da
FBS visualizado com o OSA. (b) Espectro da FBS visualizado com a unidade de medição, com
o destaque na derivada primeira do sinal filtrado
Quanto aos resultados obtidos, os experimentos de temperatura foram
comprometidos pela forma como o controlador peltier foi utilizado. Com a intenção
de capturar amostras de 5 em 5 °C, ajustados manualmente, ocorreram oscilações
de até 3 °C sobre a FBS, o que causou erros grosseiros nas medidas.
Nas medidas de estiramento houve uma resposta mais adequada, que mostrou
que a unidade de medição com a FPGA tem uma boa repetitibilidade. Com a
FBG1_R0 cruzando no ponto 1078, e a FBG1_R1 cruzando no ponto 2346, tem-se
1268 pontos de resolução em uma faixa de 4,74 nm de operação. Essa resolução é
de 3,73 pm com a FBGs e a cavidade utilizada.
Apesar de haver 4,74 nm de operação, essa faixa acabou sendo reduzida, pois
as FGBs utilizadas possuem uma largura de banda de quase 2 nm. Nesse caso,
quando o FBS aproxima-se da segunda referência, no sentido do azul para o
vermelho, os dois espectros refletidos somam-se, causando interpolação dos
espectros, o que altera o pico de refletividade da rede de referência.
Como pode ser visto na figura 40, quando a FBS está muito próxima da
segunda rede de referência, os espectros ficam interpolados e o pico de reflexão da
segunda rede de referência torna-se um ponto de difícil detecção. O que resulta em
uma leitura da segunda rede de referência em um comprimento de onda menor do
que o real.
70
figura 40 - Interpolação dos espectros das FBGs. (a) A FGB com os picos de refletividade
bem definidos. (b) Interpolação dos picos de refletividade da FBS com a FBG1_
R1, que altera a posição segunda rede de referência.
Essa limitação acabou sendo notada nas medidas de estiramento, quando a
tensão é superior a 1,73 μstrain. Por isso, no gráfico de estiramento, esta região
possui uma dispersão maior em relação às medida em tensões menores. Se a rede
de referência fica fora do local ideal, o softprocessor executa o cálculo com uma
referência errada, o que resulta em erro.
De forma geral, os objetivos traçados para este trabalho foram alcançados. A
unidade de medição tem um circuito eletrônico composto por uma FPGA que pode
executar o tratamento das amostras adquiridas e apresentá-las em uma interface de
vídeo. Alguns componentes caros que compunham a unidade de medição foram
substituídos pela FPGA, que, além de executar as mesmas tarefas do osciloscópio e
gerador de funções, acrescentou interfaces de visualização e controle que antes não
existiam.
4.1 TRABALHOS FUTUROS
A unidade de medição resultante permite que em trabalhos futuros sejam
construídos filtros mais poderosos, ou até mesmo o uso de redes neurais, caso o
objetivo seja medir redes de Bragg diferenciadas, com no caso da FBG com chirp .
O trabalho com o softprocessor também pode evoluir para uma topologia de melhor
desempenho que permita o uso de linguagem de maior nível e que seja mais fácil
que o assembly do PicoBlaze™ ou que venham a facilitar o uso de novas interfaces
como a USB e a ethernet.
71
Quanto à unidade de medição, apesar de já existir a interface serial, seria
interessante a evolução para uma interface USB ou Ethernet, a exemplo de
unidades de medição comerciais existentes. Nesse sentido também seria desejável
que o interrogador tivesse o projeto de uma placa que contivesse todos os
elementos integrados, como o driver do PZT e o fotodetector.
Outra evolução seria investir na melhoria do desempenho do laser sintonizável,
que pode utilizar um PZT maior para aumentar a faixa de sintonia. Pode-se também
utilizar um sistema em que a sintonia do laser seja feita comprimindo-se a FBG da
cavidade, ao invés de esticá-la, como é feito na unidade de medição apresentada.
O sistema de gravação de redes de Bragg poderia ser supervisionado por um
sistema de medição de FBGs, que poderia em um primeiro momento, acusar o início
do crescimento da rede de Bragg e, em seguida, enviar comandos para o
encerramento do processo quando a FBGs alcançasse a refletividade desejada.
72
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