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1
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.
PARTIDA SUAVE PARA MOTORES DE INDUÇÃO MICROCONTROLADA
José Álvaro de Paiva, Andrés Ortiz Salazar, Alberto Palacios Pawlovsky
DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELÉTRICA, UFRN, CAMPUS UNIVERSITÁRIO – CEP 59072-970
NATAL, RN – BRASIL
DEPARTMENT OF CONTROL & SYSTEMS ENGINEERING – TOIN UNIVERSITY OF YOKOHAMA
KANAGAWA-255, YOKOHAMA-SHI, MIDORE-KA, KUROGANE-CHO 1614 - JAPAN
[email protected], [email protected], [email protected]
1. RESUMO
Este trabalho objetiva a construção de um sistema
microprocessado de partida e parada suave, de baixo custo,
para motores de indução. A idéia principal é fazer o
controle do ângulo de condução de um conjunto de
tiristores de tal forma que varie a tensão eficaz entregue à
máquina durante a partida e/ou parada. O controle é
efetuado por um microcontrolador de 16 bits. Através das
entradas Analógicas/Digitais do microcontrolador são
monitorados os sinais de tensão, corrente. As saídas digitais
são utilizadas para o disparo dos tiristores. O programa de
controle possibilita, também, uma interface com o usuário
para entrada dos parâmetros de partida e parada.
2. INTRODUÇÃO
O processo de partida e parada em motores de
indução é uma operação de considerável risco tanto para a
vida útil destes como para evitar perturbações no sistema
de alimentação, uma vez que os níveis de correntes nos
enrolamentos das máquinas durante o transitório de partida
e parada pode exceder os limites de segurança para um
bom funcionamento do sistema.
Para evitar sobrecorrentes durante a partida das
máquinas de indução existem equipamentos que limitam as
amplitudes das correntes envolvidas no processo [1]. O
método de acionamento mais conhecido é a comutação de
tensão através de chaves estrela/triângulo.
Como o próprio nome indica, a chave
estrela/triângulo comuta os enrolamentos da máquina de
estrela para triângulo após decorrido um tempo
preestabelecido em que a corrente se mantenha dentro de
um nível aceitável para a segurança do sistema.
Um dos efeitos indesejáveis do acionamento com
chaves estrela/ triângulo é a variação instantânea do torque
aplicado ao rotor, além de picos de corrente no momento
da comutação, fazendo com que o motor sofra sobressaltos
instantâneos, em que para alguns tipos de carga, este efeito
é inaceitável.
Com o desenvolvimento dos dispositivos
semicondutores, é cada vez maior o número de
equipamentos que utilizam as vantagens por eles
oferecidas. Um dos equipamentos mais utilizados
atualmente, principalmente na indústria, é o inversor de
freqüência que possibilita um controle efetivo durante a
partida e parada e podem ser aplicados em vários tipos de
cargas. A grande desvantagem do inversor de freqüência é
o preço bastante elevado. Para reduzir os custos envolvidos
na montagem dos sistemas de acionamento vem se
consolidando no mercado um equipamento conhecido
como chave estática de partida e parada microprocessada
ou Soft-Starter, que tem o objetivo de fornecer uma
aceleração progressiva e uma parada controlada aos
motores de indução, com a realização simultânea de
monitoramento da corrente na carga e funções de controle.
Estas chaves possuem características como: Ajuste
da tensão de partida e parada por um tempo prédeterminado, manutenção da corrente em um determinado
valor por um tempo preestabelecido, monitoramento de
funções, proteção contra falta de fase, diagnóstico de
falhas, proteção contra sobrecorrente e subcorrente,
proteção eletrônica contra sobrecarga e outras
características inerentes ou tipo do máquina a ser acionada.
RUA JOÃO DIAS N0 745, BAIRRO BARRO VERMELHO – NATAL/RN – FONE: (084) 222-7568
71.
Para a realização do controle utiliza-se o
microcontrolador de 16 bits 68HC16Z1 da motorola
(Freddom 16 - Mite) que trabalha a uma freqüência de
16,8MHz e dispõe de canais Analógico/Digitais e saídas
digitais dentre outros recursos [3].
No sistema proposto utiliza-se os canais A/D para
a conversão dos sinais de tensão e corrente de fase em
sicronismo com a rede, e as saídas digitais para o envio dos
pulsos aos tiristores.
Este trabalho tem o objetivo de construir um
sistema eficiente, compatível com o que é oferecido no
mercado e de baixo custo, uma vez que os elementos
empregados são de fácil manutenção e reposição.
3. CARACTERÍSTICAS DA MÁQUINA DE
INDUÇÃO
O motor de indução é, provavelmente, o mais
comum de todos os motores. Como toda máquina elétrica,
o motor de indução consiste de um estator e um rotor,
estando o ultimo montado em mancais e separado do
estator por um entreferro [6]. O núcleo, feito de
laminações, contém condutores alojados em ranhuras. Estes
condutores são conectado de uma forma predeterminada e
constituem os enrolamentos da armadura.
A corrente alternada é entregue aos enrolamentos
do estator, e as correntes nos enrolamentos do rotor são
induzidas pelo campo magnético produzido pelas correntes
do estator.
A máquina de indução opera devido a iteração
entre as correntes induzidas no estator e o campo
magnético no entreferro. Se o rotor é levado a girar sob o
conjugado desenvolvido por esta iteração, a máquina
operará como um motor. Por outro lado, o rotor pode ser
acionado por uma fonte externa além de uma certa
velocidade, de forma a desenvolver potência elétrica, esta
máquina funcionará como gerador de indução.
Os motores de indução classificam-se em motores
com rotor do tipo gaiola cuja forma é cilíndrica e possui
barras condutoras unidas por anéis de curto-circuito, e
motores do tipo rotor bobinado em que os enrolamentos
possuem anéis coletores para conexões externas.
3.1 – MODELO E RESPOSTA TRANSITÓRIA DA
MÁQUINA DE INDUÇÃO
Para o estudo do comportamento transitório, podese considerar um motor de indução com constantes de
tempo mecânica muito maior que as constantes de tempo
elétricas [7]. O motor encontra-se em repouso quando é
subitamente alimentada por tensões senoidais balanceadas.
Como conseqüência da diferença entre as constantes de
tempo, o transitório se extingue antes que o motor comece
a girar. Assim a análise será feita para velocidade nula.
Sejam as tensões de fase dadas por:
(1)
Vs1 = 2Vs sen ωt
Vs 2 = 2Vs sen( ωt − 120 0 )
(2)
Vs 3 = 2Vs sen(ωt + 120 0 )
(3)
onde Vs é a tensão eficaz de fase e ω é a freqüência elétrica
da rede.
Aplicando a transformada de PARK [7] chegamos
a
(4)
Vs α = 3 Vs cos ωt
Vs β = 3 Vs sen ωt
(5)
onde:
- v S+ - Tensão em componentes simétricas [7];
iS+ - Corrente em componentes simétricas do estator;
- i R+ - Corrente em componentes simétricas do rotor;
-
- RS, RR - Resistências do estator e rotor, respectivamente;
- LS, LR - Resistências do estator e rotor, respectivamente;
-
p=
d
(Operador de derivação no tempo);
dt
- Velocidade do referencial d após a transformação de
- ψ
PARK[7];
-
θ - Velocidade angular do eixo do motor;
- mSR - Indutância mútua entre estator e rotor;
Após
manipulações
matemáticas
pode-se
representar o modelo da máquina em componentes
simétricas.
Seja o modelo do motor em componentes
simétricas instantâneas.
)
)
mSR (p + jψ
iS+ 
vS+  RS + LS (p + jψ
 
0 =
  mSR (p + jψ − jθ) RR + LR (p + jψ − jθ)iR+ 
Como o motor encontra-se em repouso
=
Colocando-se o referêncial no estator tem-se ψ
Assim
p.mSR
iS+ 
vS+  RS + pLS
 0 =
) R + pL i 
− jθ
  p . mSR (p + jψ
S
R  R+ 
(6)
θ = 0 .
0.
(7)
O modelo está representado pelo circuito da
Figura 1.
72.
RS
v S+
p(LS − mSR )
p(LR − mSR )
v S+ =
+
mSR i R
i S+
FIGURA 1 – Modelo do motor de indução com todos os
parâmetros referidos ao primário.
e
l S = LS − m SR
(8)
l R = L R − m SR
(9)
VS+
i
3
2
V S (cos ω t + j sen ω t )
(16)
3
V e jωt
2 S
(17)
3 VS
2 ( s + jω )
(18)
vS+ =
logo
v S+ (s ) =
i S+ (s ) =
RR
+
S
(15)
Levando-se (18) em (14) obtem-se :
plR
plS
( v Sα + v Sβ )
assim
as dispersões primária e secundária respectivamente, como
lS e lR são muito menores que mSR, a presença desta ultima
indutância será ignorada. Assim o circuito adquire a
configuração representada na Figura 2.
RS
2
RR
v S+ =
Sejam
1
FIGURA 2 – Modelo simplificado do motor de indução
3 VS
2 l
1
(s + jω )(s +
R
)
l
(19)
Aplicando a transformada inversa de Laplace
obtem-se a expressão (20).
O modelo então passa a ser:
v S+ = ( R S + R
Seja
R
)i S+ + p ( l S + l R )i S+
R = RS + RR
R
 jωt
− t
VS
3
e − e l 
2 ( R + jωl ) 

(10)
iS+ ( t ) =
(11)
R + jωl = R 2 + ω 2 l 2 e jφo
onde
e
φo = tg
l = lS + lR
(12)
iS + ( t ) =
(13)
Aplicando a transformada de Laplace, obtém-se:
(21)
(22)
Assim
Assim
v S+ = RiS+ + p l iS+
ωl
R
(20)
3
VS
2 R 2 + ω2l 2
 j( ωt − φo ) − Rl t − jφo 
− e .e 
e


(23)
Por outro lado
iSd ( t ) =
2 IR iS + ( t ) = parte real de iS+
Assim
iS+ (t ) = 3
i S + (s ) =
v S+
1
R
l 
s + 

l
(14)
R


− t
l
ω
φ
−
+

cos(
)
.cos(−φo )
t
e
o
2
2 2 

R +ω l
VS
(24)
73.
As correntes das outras fases têm comportamento idêntico
com defasagem de 1200 entre si.
Como pode-se observar, para uma partida direta a
corrente assume valores acima da nominal durante o
transitório e, dependendo da carga, estas correntes podem
atingir de cinco a oito vezes o valor da corrente nominal.
Por esta razão, faz-se necessária a aplicação de um
dispositivo que controle os níveis de corrente nos
enrolamentos da máquina.
mas,
[i ]
Sd
 3 
=  iS1 
 2 
(25)
Então a expressão da corrente na fase 1 é dada por
iS1( t ) = 2
R


− t
l
−
+
ω
φ
cos(
t
)
e
.cos(−φo ) (26)

o
2
2 2 

R +ω l
VS
4 – DESCRIÇÃO DO SISTEMA
Para observarmos o comportamento da corrente na
fase 1 quando a máquina é alimentada em partida direta,
arbitremos os valores de R e de l, substituindo na Equação
(26) e simulando no programa Matlab, obtemos a corrente
no transitório e em regime permanente, para estes
parâmetros, como mostra a Figura 3.
O sistema microprocessado de partida e parada
suave pode ser representado de acordo com o esquema
mostrado figura 4 .
Para a montagem deste sistema, estabelecemos
as seguintes condições:
• Consideramos o sinal trifásico da rede equilibrado;
• Descartamos os efeitos da carga sobre o
funcionamento do microcontrolador;
• Mantivemos limites de segurança máximos e mínimos
para o ângulo α para evitar pulsos em regiões
indesejadas do sinal de entrada e possíveis perdas de
sincronismo;
• Utilizamos uma mesma saída digital para cada par de
tiristores;
• Consideramos o limite máximo de corrente como 3
vezes a corrente nominal dos tiristores;
Na partida, durante o regime permanente e na parada,
o microcontrolador faz a conversão Analógico-Digital dos
sinais de tensão da rede e da corrente de fase com o
propósito de obter o sincronismo e monitorar os picos de
corrente na partida, mantendo o controle do tempo de
disparo dos tiristores de forma automática.
Sobrecorrente na partida
Máquina em regime
FIGURA 3 – Comportamento da corrente de fase durante a
partida direta.
VA
∼
VB
∼
M OTOR
VC
∼
S e n s o r d e C o r r e n te
C ir c u ito d e
d is p a r o
P o t e n c iô m e t r o s d e A j u s t e s d o s
P a râ m etro s d e E n tra d a
C ir c u i t o
a b a ix a d o
M ic r o c o n t r o la d o r
R ESET
FO NTE
5V D C
T . P a r t id a
P a rtir
T . P arada
% d e P e d e sta l
P a ra r
FIGURA 4 – Diagrama representativo do Sistema
Im a x
74.
Ao iniciar o sistema, o ângulo de disparo (α) dos
tiristores é colocado próximo de 180 graus e, dependendo
do valor da corrente nos enrolamentos da máquina este
ângulo é reduzido até um valor mínimo aumentando valor
eficaz da tensão nos enrolamentos da máquina.
A entrada dos parâmetros da máquina e operação de
partida será realizada pelo operador do sistema através de
potenciômetros de precisão e de push botons de partida e
parada, respectivamente. Todo o programa de controle está
gravado em uma memória FLASH EPROM acoplados ao
módulo do microcontrolador.
5. PARÂMETROS DE CONTROLE DE PARTIDA E
PARADA SUAVE
A chave estática para motores CA pode ser
monofásica ou trifásica, dependendo do tipo de máquina a
ser empregado. O princípio básico das chaves estáticas está
no controle da tensão eficaz aplicada aos enrolamentos do
motor no momento da partida. Este controle é realizado
através do parâmetro α, conhecido como ângulo de disparo
do tiristor.Para a determinação de α no momento da partida
e/ou parada, o operador deve programar alguns parâmetros
de entrada no sistema, de forma a estabelecer o modo de
variação deste ângulo.
Os parâmetros de entrada do sistema são:
• Tempo de partida(tP) - É o tempo que é fixado no
sistema para que o ângulo α parta de um valor máximo
(estabelecido pelo operador) e seja decrementado até o
valor mínimo necessário para o sistema entrar em regime.
• Tempo de parada (ts) - É o tempo que se estabelece
para que o ângulo α saia do valor mínimo de regime e
atinja o valor máximo que garanta a total desenergização
do sistema.
• Porcentagem de tensão de pedestal (Pd) - É um nível
mínimo de tensão necessário para que se garanta a partida
suave e segura.
• Corrente de pico máxima (Ip) - É o valor máximo da
corrente permitido para que se habilite o aumento da tensão
eficaz no momento da partida
6. DESCRIÇÃO DO ALGORITMO DE CONTROLE
O algoritmo de controle do ângulo α para o processo de
partida pode ser descrito da seguinte forma:
• Para uma dada porcentagem de pedestal é fixado o
ângulo de α inicial.
• A cada intervalo de amostragem realizado pelo
microcontrolador são lidas as tensões das fases que
alimentam os tiristores;
• Ao ser detectado um cruzamento por zero, inicia-se a
temporização do atraso de α graus para todas as três
fases respeitando a defasagem entre elas;
• Ao ser atingido o ângulo α, é enviado o pulso de
disparo para o par de tiristores correspondente àquela
fase, conduzindo o tiristor que estiver diretamente
polarizado;
• É realizada a leitura da corrente de carga, se esta tiver
abaixo da corrente de pico máxima, o ângulo α pode
ser decrementado (de acordo com o tempo de partida),
senão mantêm-se o ângulo até que a corrente diminua a
amplitude.
• Quando o ângulo α atinge o valor mínimo, ele mantémse neste valor até que seja iniciado o processo de parada
controlada.
O processo de parada é realizado de forma similar,
alterando apenas o sentido de variação de α, ou seja, α será
incrementado até atingir o valor máximo estipulado para o
corte na alimentação da máquina, respeitando o tempo de
parada fornecido pelo programador do sistema.
6.1.
DETERMINAÇÃO
TEMPORIZAÇÃO
INTERNAS
DAS EQUAÇÕES DE
DAS
VARIÁVEIS
Para a temporização das variáveis internas,
tomamos como base o período de amostragem que é função
direta da freqüência de interrupção. Para obtermos este
período, medimos experimentalmente o sinal de
interrupção e calculamos o número de interrupções em um
semi-ciclo de 60 Hz. De acordo com o número de
interrupções, foram definidos contadores específicos para
cada variável de temporização.
6.1.1.Cálculo do número de interrupções para
temporização dos tempos de partida e parada
Os números de interrupções para a partida e
parada são calculados de forma análoga, diferenciando
apenas os tempos especificados pelo programador e os
ângulos inicial e final no momento da partida e parada,
respectivamente.
Para a partida, o número de interrupções é obtido
em função do ângulo de disparo inicial (pedestal), do
tempo especificado e do número de interrupções em um
semi-ciclo de 60 Hz. Para a parada, o número de
interrupções depende do tempo de parada, do ângulo final
de corte dos pulsos e do número de interrupções em um
semi-ciclo de 60Hz. Podemos descrever o método de
temporização da seguinte forma:
Em um ciclo de 60 Hz nós temos 1 s , logo, em t
segundos teremos
N = 60. t ciclos
(27)
75.
Para um pedestal de α graus devemos calcular
quantos graus se decrementa em um ciclo para podermos
atingir zero graus no final do tempo t.
x=
α
graus
N
(28)
Também devemos calcular quantos graus corresponde o
decremento em cada interrupção. Para cada ciclo temos
Nimax interrupções, assim em uma interrupção teremos:
y=
360
graus
N imax
(29)
Desta forma, efetuamos a seguinte regra: Se em cada
ciclo nos decrementamos x graus e em cada interrupção nós
decrementamos na partida ou incrementamos na parada y
graus, teremos um número de ciclos dado por:
y
Nc =
(30)
x
Para encontrarmos o número total de interrupções
fazemos:
N int = N imax . Nc
(31)
• Nimax é o número máximo de interrupções em um semiciclo;
• αintmax é o número máximo de interrupções que
corresponde ao ângulo α de pedestal.
Desta forma, é possível fixar o ângulo inicial de
disparo de 0 a 180 graus, fazendo o decremento do ângulo
α ser efetuado em função do tempo de
Para garantir a magnetização dos enrolamentos da
máquina e manter uma margem de segurança contra
sobrecorrente, estamos utilizando porcentagens de pedestal
na faixa de 25% à 80% na partida, e para parada estamos
mantendo um ângulo máximo para o corte de alimentação
de 150 graus que eqüivale a uma porcentagem de 16,67%.
7. RESULTADOS OBTIDOS EM TEMPO REAL
No decorrer do desenvolvimento de todo o projeto
analisou-se o comportamento do motor para diferentes
parâmetros de partida e parada.
As curvas que estão apresentadas a seguir ilustram
o comportamento das tensões e correntes de fase no
momento da partida, durante a aceleração, durante a
desaceleração, respectivamente.
A figura 5 mostra a tensão entregue ao motor no
instante da partida:
Efetuando as substituições das variáveis chegamos a:
N int =
360 . 60 . t
α
(32)
Utilizando equação 32 podemos obter os números de
interrupções tanto para a partida como para a parada,
bastando para isto aplicar o ângulo inicial e final
correspondente aos tempos de partida e parada,
respectivamente.
6.1.2 - Cálculo do ângulo de disparo (α) no momento
da partida
Para o cálculo do ângulo de disparo, tomamos a
porcentagem de pedestal fornecida pelo programador do
sistema e o número de interrupções em um semi-período,
da seguinte forma:
Porc = 100 − Ped(%)
α int max
Porc. N imax
=
100
(33)
(34)
onde:
• Ped é a porcentagem de pedestal fornecida pelo
programador do sistema;
• Porc é o complemento da porcentagem de pedestal
para o posicionamento do ângulo α desejado;
FIGURA 5 - Tensão de fase no motor no instante da
partida para α inicial de 1350.
Como pode-se comprovar, no instante de partida
os pulsos posicionam-se a 135 graus do cruzamento de
zero, ou seja , 25% de pedestal. A escolha do pedestal
inicial é feito pelo operador, o que possibilita um ajuste
diferente para cada tipo de máquina.
A Figura 6 mostra a tensão entregue ao motor
durante a aceleração:
76.
4A/DIV
Tensão de fase no motor durante a
aceleração.
FIGURA 8 – Comportamento da corrente para uma partida
direta
Conforme a figura 6, a tensão senoidal é
gradualmente entregue à máquina, o que representa uma
rampa de aceleração de 1 segundo.
A figura 7 mostra a tensão entregue ao motor
durante a desaceleração:
Com a finalidade de diminuir o efeito da
sobrecorrente nos enrolamentos do motor utiliza-se a chave
microprocessada de partida e parada suave que irá fazer o
controle de tensão eficaz aplicada à máquina.
Está ilustrado na figura 9 o comportamento da
corrente de uma das fases durante uma partida controlada
pela soft starter com tempo partida de 1 segundo e pedestal
de 25% .
FIGURA 6 -
4 A/DIV
FIGURA 7 - Tensão de fase no motor durante a
desaceleração.
FIGURA 9 – Comportamento da corrente durante o
processo de partida controlada.
Da mesma forma que a aceleração, a
desaceleração tem seu tempo controlado e, o corte na
alimentação é feito com um ângulo máximo de 120 graus
onde a tensão já está em um nível seguro para a
desernegização da maquina.
Numa partida direta, a corrente nos enrolamentos
da máquina tende a ser muito elevada devido à inércia do
eixo, fazendo com que a vida útil do motor diminua.
Na Figura 8 pode-se observar o comportamento da
corrente para uma partida direta com a máquina operando
em vazio. A amplitude da corrente na fase é da ordem de
oito vezes o valor de regime. Este aumento súbito de
corrente pode provocar um sobreaquecimento nos
enrolamentos danificando seu isolamento, principalmente
para cargas elevadas.
Pode-se observar então que, apesar de não esta
sendo realizado o controle de corrente, a amplitude desta é
significativamente menor que a amplitude da corrente em
uma partida direta, o que comprova a eficácia da chave
estática de partida e parada suave.
8 – CONCLUSÕES
O projeto de sistema de partida e parada suave de
baixo custo e de simples operação foi o objetivo principal
deste trabalho, uma vez que este tipo de dispositivo ainda é
pouco aplicado quando comparado aos inversores.
Os aspectos relevantes observado durante a
realização deste trabalho foram os seguintes:
• Grande simplicidade na utilização do microcontrolador
Freedom 16-Mite da Motorola, principalmente no que
diz respeito à programação e manipulação de portas
digitais e analógicas;
77.
•
Utilização de circuitos de interface com baixo custo e
fácil implementação;
• Boa performance do sistema na partida, em regime e
durante a desaceleração;
Apesar do sistema de partida em parada ter
apresentado um bom desempenho, observou-se algumas
limitações como, por exemplo, a dependência da
freqüência de amostragem com o número de instruções
presentes na rotina de interrupção, ocasionando perda
momentânea de pulsos no cruzamento entre duas fases.
Em uma análise global, o sistema de partida e
parada suave atingiu os objetivos a que se propunha.
Após a conclusão deste trabalho verificou-se a
importância de projetos com estas características para o
surgimento de novas alternativas e soluções de problemas
na área de acionamento de máquinas elétricas.
8. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1]. KENLY, W. L. e BOSE, B. K. “ Triac Speed Control
od Three-Phase Induction Motor with Phase-Locked
Loop
Regulation”
,IEEE
Trans.
Industrial
Application, Vol IA-12,pp.492-498, Sept/Oct. 1976.
[2].
SSW-01 - Chave de partida microprocessada para
motores, “Manual Técnico”(1996) – WEG do
Brasil.
[3].
Manual de instruções do microcontrolador 68HC16;
[4]. “An introduction to C Using the DDS MICRO-C
Compiler” Copyrigth 1988-1996 Dave Dunfield.
[5]. “A ‘C’ compiler for the 6816 microprocessor family” ,
Technical Manual. Copyrigth 1988-1996 Dave
Dunfield.
[6]. NASAR, SAYED ABU. (1984) “ Máquinas Elétricas
”, Tradução de Heloi José Fernandes Moreira , São
Paulo/SP – McGraw-Hill do Brasil.
[7] BARBI, I .(1985) “ Teoria Fundamental do motor de
indução”,
Florianópolis
/SC,
Editora
da
UFSC/ELETROBRÁS.
10. APOIO FINANCEIRO
•
•
•
UFRN/FUNPEC
TRANSNOR
TRANSFORMADORES
NORDESTE LTDA.
ELETROBRÁS
DO