ISSN 1414-8862
ELETRÔNICA DE POTÊNCIA
REVISTA DA SOCIEDADE BRASILEIRA DE ELETRÔNICA DE POTÊNCIA SOBRAEP
VOL. 8, Nº 2, NOVEMBRO DE 2003
ÍNDICE
Corpo de Revisores................................................................................................................. iii
Editorial................................................................................................................................... iv
Chamada de Trabalhos para a Seção Especial Engenharia de Áudio..................................... v
Editorial Convidado................................................................................................................ vi
ARTIGOS DA SEÇÃO ESPECIAL QUALIDADE E EFICIÊNCIA EM SISTEMAS DE ILUMINAÇÃO
Novo Modelo Estático para Lâmpadas Fluorescentes Operadas em Elevadas Freqüências e
com Controle de Luminosidade
F. T. Wakabayashi e C. A. Canesin............................................................................................................... 1
Comparativo entre Reatores com Alto Fator de Potência para Iluminação Fluorescente
T. B. Marchesan, Á. R. Seidel, F. E. Bisogno e R. N. Prado............................................................................... 9
Reatores Eletrônicos com o Estágio de Correção do Fator de Potência Integrado com o
Inversor Ressonante
E. I. Pereira e A. J. Perin................................................................................................................................ 17
Reator Eletrônico com Controle de Luminosidade e Elevado Fator de Potência, para
Múltiplas Lâmpadas Fluorescentes Tubulares
F. T. Wakabayashi e C. A. Canesin..................................................................................................................... 25
Reator Eletrônico Auto-Oscilante com Variação Automática de Luminosidade e Detecção
de Presença Empregando Microcontrolador
A. Campos, A. L. Michel, D. Pappis e R. N. Prado................................................................................ 35
Sistemas Eletrônicos para Lâmpadas de Vapor de Sódio de Alta Pressão
A. S. André e A. J. Perin................................................................................................................ 43
Reator Eletrônico Microcontrolado para Lâmpadas de Vapor de Sódio a Alta Pressão e
Comparações com um Reator Convencional
M. A. Có, M. Brumatti, D. S. L. Simonetti e J. L. F. Vieira.................................................................... 51
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
i
ARTIGOS DA SEÇÃO REGULAR
Simulações e Testes de Sensibilidade de Acionamentos a Velocidade Variável Frente a
61
Afundamentos de Tensão
C. C. M. Cunha e S. R. Silva...........................................................................................................................
Simulação do Desempenho de Motores e Geradores de Relutância Chaveados
P. P. de Paula, W. M. da Silva, J. R. Cardoso e S. I. Nabeta....................................................................... 69
Sistema de Acionamento para Motores de Indução Monofásicos – Uma Avaliação
M. B. de R. Corrêa, C. B. Jacobina, A. M. N. Lima e E. R. C. da Silva..................................................... 79
Normas para Publicação de Trabalhos na Revista Eletrônica de Potência............................. 89
ii
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Corpo de Revisores desta edição de Eletrônica de Potência
Ály Ferreira Flores Filho – UFRGS
João Onofre Pereira Pinto – UFMS
Alysson Ranieri Seidel – UFSM
José Andrés Santisteban – UFF
Anderson José Soares – UFSC
José Antenor Pomilio – UNICAMP
Antônio Carlos Ferreira – UFRJ
José Luiz F. Vieira – UFES
Arnaldo José Perin – UFSC
Manuel Losada Y Gonzalez – UFMG
Carlos Alberto Canesin – UNESP–FEIS
Marcelo G. Simões – Colorado S. of Mines–EUA
Darizon Alves de Andrade – UFU
Márcio Almeida Có – CEFETES
Domingos S. L. Simonetti – UFES
Murilo Cervi – UFSM
Eduardo Inácio Pereira – UFSC
Paulo José da Costa Branco – IST–Lisboa
Ernesto Ruppert Filho – UNICAMP
Pedro Francisco Donoso-Garcia – UFMG
Fábio Toshiaki Wakabayashi – UNESP–FEIS
Ricardo Nederson do Prado – UFSM
Felipe Augusto Evangelista – UFMG
Tiago Bandeira Marchesan – UFSM
Fernando Soares dos Reis – PUCRS
Walter Kaiser – EPUSP
Jair Urbanetz Junior – CEFETPR
Wanderlei Marinho da Silva – UNICSUL
João Américo Vilela – UFU
Wilson Komatsu – EPUSP
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
iii
EDITORIAL
Prezados leitores da Revista Eletrônica de Potência, é com grande satisfação que apresento-lhes
esta segunda edição de 2003, correspondente ao oitavo volume e encerrando o oitavo ano de circulação de
nossa Revista Eletrônica de Potência.
Nesta edição são apresentados os artigos aprovados para a Seção Especial Qualidade e Eficiência
em Sistemas de Iluminação, editada e coordenada com extrema competência e dedicação pelo Editor
Especial Prof. Walter Kaiser da Escola Politécnica da Universidade de São Paulo, EPUSP. Nosso muito
obrigado ao Prof. Kaiser, assim como aos revisores desta seção e em especial aos autores. Os méritos para
os excelentes resultados desta seção especial lhes são devidos.
A edição apresenta ainda outros três artigos na Seção Regular, sendo os dois últimos oriundos da
Seção Especial Acionamentos Eletrônicos e Controle de Máquinas Elétricas.
A partir desta edição, todos os artigos deverão ser elaborados conforme as Novas Normas de
Publicação, apresentadas no site iSOBRAEP ( http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista/ ) e no site da
SOBRAEP ( http://www.sobraep.org.br ), com a finalidade de indexação da Revista na SciELO –
Scientific Electronic Library Online, a partir do ano de 2004.
Mais uma vez, informo aos nossos leitores, autores e revisores que, desde janeiro de 2003, todo o
processo de submissão e revisão de artigos para a Revista Eletrônica de Potência tornou-se totalmente
eletrônico, através do site iSOBRAEP. A qualidade de nossa Revista é fruto da qualidade de nossos
revisores. Todos os artigos são enviados para três (03) revisores, e, apesar de contarmos com cerca de 170
revisores (176 exatos), a SOBRAEP convida todos os pesquisadores das áreas de interesse da Revista,
ainda não cadastrados, a se registrarem em nosso site iSOBRAEP, o processo de cadastro é muito simples
e rápido. Portanto, mesmo não sendo sócio da SOBRAEP, contamos com seu registro e participação
nestes novos tempos da Revista Eletrônica de Potência, esperando também tê-lo como Membro da
SOBRAEP.
Nesta edição apresenta-se ainda a Chamada de Artigos para a Seção Especial Engenharia de
Áudio, coordenada e a ser editada pelo Editor Especial Prof. Pedro Francisco Donoso-Garcia da UFMGBelo Horizonte(MG). Desde já, nosso muito obrigado ao Prof. Pedro pela valiosa colaboração.
Finalmente, convoco a todos a continuarem com a participação efetiva nas transformações e
evolução desta nossa Revista Eletrônica de Potência.
Carlos Alberto Canesin, UNESP – FEIS
Editor Geral
iv
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP
SEÇÃO ESPECIAL
A revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP está preparando uma seção especial com
artigos técnicos de conteúdo especializado no tema:
ENGENHARIA DE ÁUDIO.
Estamos convidando os interessados a submeterem artigos na área da Engenharia de Áudio
incluindo, mas não se restringindo aos tópicos:
•
•
•
•
•
•
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•
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•
Amplificadores de Áudio: Lineares e Chaveados/Digitais;
Fontes de Alimentação para Amplificadores de Potência;
Áudio de Alta Resolução;
Áudio Multicanal;
Áudio Automotivo;
Microfones;
Caixas Acústicas e Alto-falantes;
Processamento de Sinais para Engenharia de Áudio: Aplicações com DSP;
Instrumentação e Medições em Áudio;
Controle de Ruído;
Psicoacústica, Percepção e Avaliação: Subjetiva e Objetiva;
Análise e Síntese de Sons;
Música Eletroacústica.
Outros tópicos, dentro do tema proposto, poderão ser contemplados.
Os artigos propostos para publicação deverão necessariamente conter uma introdução
abrangente, onde o assunto proposto esteja claro e solidamente situado em termos de estado
da arte e sua importância.
A Seção Especial tem como Editor o Prof. Pedro Francisco Donoso-Garcia da UFMG. A
submissão do artigo deverá ser feita somente por via eletrônica no formato e tamanho usual da
revista. Envie sua proposta de artigo completo através do site iSOBRAEP, cujo endereço (url)
é:
http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista
O cadastro deverá ser efetuado no site iSOBRAEP, optando-se pelo Link desta Seção Especial
para envio do artigo. Em caso de dúvidas/problemas, contate o e-mail: [email protected]
As datas limites são:
Submissão de Artigos: de 12 de Abril até 16 de Julho/2004
Notificação de Aceitação para Revisão Inicial: até 30 de Agosto de 2004
Submissão dos Artigos Aceitos e Corrigidos: até 01 de Outubro de 2004
Revisão Final: até 22 de Outubro de 2004
Publicação: Novembro de 2004
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
v
EDITORIAL CONVIDADO
Seção Especial Qualidade e Eficiência em Sistemas de Iluminação
Prezados Leitores
A utilização de reatores eletrônicos para alimentação de lâmpadas a descarga permitiu o aumento
da eficácia luminosa de sistemas de iluminação. Além disso, novas lâmpadas foram desenvolvidas,
algumas delas mais compactas, com melhor índice de reprodução de cores e com vida útil mais longa, as
quais necessitam de reatores eletrônicos para manter os seus requisitos de desempenho.
A demanda por equipamentos eletrônicos de menor custo e maior eficiência está motivando
diversos grupos de pesquisadores da área de Eletrônica de Potência a trabalhar no assunto. Esta edição
especial da Revista Eletrônica de Potência sobre Qualidade e Eficiência em Sistemas de Iluminação reúne
uma seleção de artigos que refletem o estado da arte da Eletrônica de Potência aplicada a iluminação no
Brasil. De vinte excelentes trabalhos submetidos, cada um avaliado por três revisores, foram selecionados
sete artigos para esta edição.
Neste número da revista o leitor encontra um conjunto eclético de trabalhos sobre iluminação
fluorescente com uma proposta de modelo para a lâmpada, um reator multi-lâmpadas, um sistema de
controle de luminosidade microprocessado, uma proposta alternativa de reator, além de um estudo
comparativo de topologias de circuitos. A seleção inclui ainda dois artigos sobre sistemas eletrônicos para
lâmpadas a descarga de alta pressão.
Gostaria de agradecer a confiança que me foi depositada pelo presidente da SOBRAEP, Prof.
Domingos Sávio Lyrio Simonetti, o suporte e apoio fornecidos pelo editor da revista Prof. Carlos Alberto
Canesin e ao exaustivo trabalho dos revisores, principalmente pela paciência em providenciar as
correções e pela compreensão em revisá-las. Espero que esta iniciativa tenha contribuído para a
divulgação dos trabalhos de pesquisa dos grupos atuantes nesta área e que sirva como referência para
projetos futuros.
Atenciosamente,
Walter Kaiser - EPUSP
Editor Especial
vi
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SOBRAEP
Diretoria (2002-2004)
Presidente: Domingos Sávio Lyrio Simonetti – UFES
Vice-Presidente: Carlos Alberto Canesin – UNESP – Ilha Solteira
1.o Secretário: Gilberto C. D. Sousa – UFES
2.o Secretário: José Luiz F. Vieira – UFES
Tesoureiro: Wilson C. P. de Aragão Filho – UFES
Conselho Deliberativo (2002-2004)
Alexandre Ferrari de Souza – UFSC
Arnaldo José Perin – UFSC
Cícero M. T. Cruz – UFC
Denizar Cruz Martins – UFSC
Edson H. Watanabe – UFRJ
Edison Roberto C. da Silva – UFCG
Enes Gonçalves Marra – UFG
Enio Valmor Kassick – UFSC
Ivo Barbi – UFSC
João Batista Vieira Júnior – UFU
José Antenor Pomilio – UNICAMP
José Renes Pinheiro – UFSM
Endereço da Diretoria
SOBRAEP
DEL / CTUFES
Cx. Postal 01-9011
29060-970 – Vitória – ES – Brasil
Fone: +55.(27).33352681 – Fax.: +55.(27).33352644
Eletrônica de Potência
Editor:
Prof. Carlos Alberto Canesin
UNESP – FEIS – DEE
C. P. 31
15385-000 – Ilha Solteira – SP – Brasil
http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista
Conselho Editorial:
Arnaldo José Perin – UFSC
Carlos Alberto Canesin – UNESP–FEIS
Domingos L. S. Simonetti – UFES
Hélio Leães Hey – UFSM
Ivo Barbi – UFSC
José Antenor Pomilio – UNICAMP
Richard M. Stephan – COPPE–UFRJ
Walter Kaiser – EPUSP
Responsável pela edição da Seção Especial: Prof. Walter Kaiser, EPUSP – USP, SP.
Eletrônica de Potência é distribuída gratuitamente a todos os sócios da SOBRAEP
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
vii
viii
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
NOVO MODELO ESTÁTICO PARA LÂMPADAS FLUORESCENTES
OPERADAS EM ELEVADAS FREQÜÊNCIAS E COM
CONTROLE DE LUMINOSIDADE
Fabio Toshiaki Wakabayashi
Carlos Alberto Canesin
Universidade Estadual Paulista – UNESP
Campus de Ilha Solteira
CEP 15385-000, C.P. 31, Ilha Solteira – SP
Brasil
e-mail: [email protected]
Resumo – Este artigo apresenta um novo modelo
estático para lâmpadas fluorescentes tubulares (bulbo
T12) operadas em freqüências elevadas. A principal
contribuição deste trabalho consiste na investigação dos
efeitos da temperatura ambiente e da freqüência de
operação nominal sobre as características estáticas das
lâmpadas fluorescentes tubulares. A metodologia para a
obtenção do modelo é baseada em diversas regressões
matemáticas bidimensionais, empregadas para se obter o
comportamento da lâmpada fluorescente de acordo com
diferentes variáveis independentes, a saber: potência
processada através da lâmpada e temperatura ambiente.
Adicionalmente, o modelo proposto pode ser facilmente
convertido em um modelo de resistência equivalente da
lâmpada, o qual pode ser muito útil para o projeto de
reatores eletrônicos e aplicações com controle de
luminosidade. Finalmente, as curvas obtidas a partir do
novo modelo são comparadas com resultados
experimentais correspondentes, com o intuito de se
comprovar a precisão da metodologia proposta.
Palavras-Chave – Modelo Estático de Lâmpada
Fluorescente, Elevada Freqüência de Operação, Controle
de Luminosidade.
A NEW STATIC MODEL FOR
FLUORESCENT LAMPS OPERATED
IN HIGH FREQUENCIES WITH
DIMMING CONTROL
Abstract – This paper presents a new static model for
tubular fluorescent lamps (T12 bulb) operated at high
frequencies. The main goal of this paper is to investigate
the effects of ambient temperature and nominal switching
frequency of operation in the static characteristics of
tubular fluorescent lamps. The methodology for
obtaining the model is based on several two-dimensional
mathematical regressions, used to provide the behavior of
the fluorescent lamp according to different independent
variables, namely: power processed through the lamp
1
Artigo Submetido em 11/07/2003. Primeira Revisão em 17/09/2003. Aceito
sob recomendação do Editor Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
and ambient temperature. In addition, the proposed
model can be easily converted to a lamp equivalent
resistance model, which can be useful for designing
electronic ballasts and dimming applications. Finally, the
curves obtained using the new model are compared to the
correspondent experimental data, in order to verify the
accuracy of the proposed methodology.
Keywords – Fluorescent Lamp Static Model, High
Operating Frequency, Dimming Control.
I. INTRODUÇÃO
Nos últimos anos, o uso de reatores eletrônicos operando
com freqüências de chaveamento elevadas tem aumentado
em função das diversas vantagens propiciadas por estes
dispositivos, tais como: peso e volume reduzidos, supressão
do efeito estroboscópio e do ruído audível, capacidade de
controle de luminosidade e eficiência elevada.
Adicionalmente, lâmpadas fluorescentes operadas por
reatores eletrônicos com freqüências de chaveamento
elevadas (superiores a 20kHz) apresentam maior eficiência
luminosa (lumens/watt) em relação a lâmpadas operadas por
reatores magnéticos convencionais (50Hz – 60Hz) [1].
O projeto dos reatores eletrônicos depende do modelo
adotado para a lâmpada fluorescente. Durante os últimos
anos, diversos modelos dinâmicos e estáticos têm sido
propostos para estas lâmpadas [2-7].
De forma geral, modelos dinâmicos fornecem condições
para a investigação de interações entre a lâmpada
fluorescente e o reator eletrônico, permitindo a análise de
instabilidades e até mesmo de fenômenos como o
estriamento, quando a lâmpada é submetida a condições de
luminosidade muito reduzida [8].
Modelos estáticos representam as lâmpadas fluorescentes
como resistências equivalentes, devido às suas características
V-I (valor eficaz da tensão e valor eficaz da corrente através
das lâmpadas) [2]. Esta abordagem é muito mais simples do
que aquela realizada em modelos dinâmicos e pode ser
bastante útil para o projeto de reatores eletrônicos em pontos
de operação específicos. Contudo, a característica V-I das
lâmpadas apresenta alterações para diferentes condições de
luminosidade, o que significa que o modelo deve ser
admitido como sendo uma resistência variável, em função do
valor eficaz de potência processada através da lâmpada (P)
[2]. A curva desta resistência equivalente variável, no
decorrer da operação com controle de luminosidade, pode ser
1
obtida a partir do uso dos valores eficazes de tensão (V) e de
corrente (I) através da lâmpada [3 e 6]. Empregando-se
métodos de regressão matemática, é possível determinar um
refinado modelo matemático para a lâmpada fluorescente,
relacionado com os valores eficazes das grandezas
processadas. Assim, o projeto dos reatores eletrônicos tornase mais preciso, uma vez que este tipo de modelo fornece
condições para a previsão do comportamento de algumas
importantes variáveis, tais como: faixa de variação da
freqüência de chaveamento durante o controle de
luminosidade e defasagem da corrente drenada pelo conjunto
formado pelo filtro ressonante e pela lâmpada fluorescente.
Quando da proposição de um modelo para lâmpadas
fluorescentes, é necessário levar em conta que suas curvas
características V-I apresentam mudanças significativas de
acordo com a temperatura ambiente (T) [9-10] e, em uma
menor escala, de acordo com a freqüência nominal de
chaveamento (fnom). Um bom modelo que incorpora a
influência da temperatura ambiente é apresentado em [10].
Entretanto, não é comum encontrar análises referentes aos
efeitos de diferentes valores nominais de freqüências de
chaveamento sobre as características V-I, da mesma forma
que não são desenvolvidas análises sobre a iluminância em
função da potência processada através das lâmpadas.
Dentro deste contexto, este artigo apresenta uma metodologia simples para a determinação de um novo modelo
para lâmpadas fluorescentes operadas em freqüências elevadas [11]. Para tanto, são analisados os efeitos de diferentes
valores de temperaturas ambientes e de freqüências nominais
de chaveamento sobre as características V-I e sobre os níveis
de iluminância emitidos pelas lâmpadas. Além disso, com o
intuito de tornar o modelo mais útil para projetistas de
reatores eletrônicos, as curvas V-I são substituídas por curvas
V-P, conforme apresentado em [3], sendo P o valor eficaz da
potência processada através da lâmpada.
II. MODELO PROPOSTO PARA LÂMPADAS
FLUORESCENTES TUBULARES
O modelo proposto é baseado em diferentes conjuntos de
dados experimentais, obtidos a partir de reatores eletrônicos
implementados, projetados para operação em diferentes
freqüências nominais de chaveamento (fnom) e submetidos a
diferentes temperaturas ambientes (T). Informa-se que os
resultados experimentais foram obtidos em um ambiente
blindado e com temperatura controlada. Adicionalmente,
sobrecargas foram impostas às lâmpadas ensaiadas, para que
fosse obtida uma descrição mais apurada do ponto de
operação nominal (Pnom=40W).
A Figura 1 mostra as curvas V-P derivadas de conjuntos
de dados experimentais para uma lâmpada fluorescente do
tipo GE – F40T12 – Super Luz do Dia.
Para a realização destas medidas elétricas, levou-se em
consideração a estabilização térmica do ambiente e do
conjunto reator / lâmpada, sendo este tempo sempre superior
a duas horas para o equilíbrio da temperatura ambiente e de
no mínimo quinze minutos para cada diferente ponto de
operação. Os diferentes pontos de operação que caracterizam
o controle de luminosidade são obtidos a partir da variação
da freqüência de chaveamento do reator eletrônico. Observase ainda que todos os resultados obtidos consideraram a
2
140
V
[V]
120
140
V
[V]
120
100
100
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
80
60
0
10
20
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
80
30
40
50
P [W]
60
0
(a) fnom=30kHz
20
30
40
50
P [W]
(b) fnom=40kHz
140
V
[V]
120
140
V
[V]
120
100
100
o
T=20 C
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
80
60
10
0
10
20
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
80
30
40
50
P [W]
60
0
10
20
30
40
50
P [W]
(c) fnom=50kHz
(d) fnom=60kHz
Fig. 1. Valores eficazes de tensão sobre a lâmpada fluorescente (V)
em função de P, para diferentes valores de T e fnom.
utilização de lâmpadas fluorescentes sem desgastes aparentes
nos filamentos e a manutenção das condições de
aquecimento dos filamentos, de acordo com recomendações
da ANSI (American National Standards Institute), conforme
apresentadas em [12].
A Figura 2 mostra as curvas de iluminância relativa. É
importante informar que os níveis de iluminância foram
medidos com um luxímetro digital (MLM1332 – Minipa) e
que tais dados foram normalizados (Erel, em [p.u.]) de acordo
com um valor adotado como base (para este caso, admitindose um reator eletrônico processando 40W, a 40kHz e 24oC).
A opção de medir valores relativos de iluminância foi
realizada em função da indisponibilidade de equipamentos e
ambiente adequados para a realização de medidas absolutas,
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
0,8
0,8
0,4
0,4
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
0
(a) fnom=30kHz
20
30
40
50
P [W]
(b) fnom=40kHz
1,6
1,6
T=20oC
Erel
[p.u.]
1,2
0,8
0,4
0,4
0
10
20
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
Erel
[p.u.]
1,2
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
0,8
0
10
30
40
50
P [W]
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
(c) fnom=50kHz
(d) fnom=60kHz
Fig. 2. Níveis de iluminância relativa da lâmpada (Erel) em função
de P, para diferentes valores de T e fnom.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
como por exemplo uma esfera integradora de Ulbricht, a qual
permitiria a medição do fluxo luminoso emitido pela
lâmpada, expresso em lumens, [lm]. Desta forma, uma
câmara com interior não-reflexivo foi construída, de forma a
abrigar adequadamente a lâmpada fluorescente e o sensor do
luxímetro. Assim, a posição do sensor em relação à lâmpada
e à câmara de medição foi mantida durante todos os ensaios
realizados, garantindo a repetibilidade das condições de
medição.
É importante destacar que, uma vez que a iluminância em
um dado ponto é inversamente proporcional à sua distância
em relação à fonte luminosa, a apresentação de valores
expressos em lux, [lx], teria significado apenas para a
configuração adotada para a câmara de medição; em outras
palavras, diferentes configurações da câmara resultarão em
diferentes valores de iluminância. No entanto, com a adoção
da normalização, torna-se possível avaliar a variação da
iluminância em termos relativos, minimizando a necessidade
de descrição exata dos detalhes construtivos da câmara de
medição.
A partir das Figuras 1 e 2, é possível observar que a
influência da temperatura ambiente sobre as características
das lâmpadas fluorescentes é bastante pronunciada,
implicando na necessidade da inserção de seus efeitos no
modelo da lâmpada, visando a obtenção de condições para o
desenvolvimento de um projeto preciso de reatores
eletrônicos. É também possível concluir que as curvas V-P,
apresentam tendências similares, o que significa que as
mesmas podem ser descritas por um mesmo tipo de
expressão matemática. Tal fato é também verificado nas
curvas de iluminância relativa.
A Figura 3 mostra comparações entre conjuntos de dados
obtidos para diferentes valores nominais de freqüência de
chaveamento, para uma mesma temperatura ambiente. É
possível notar, com base nesta figura, que a influência da
freqüência nominal de chaveamento não é suficientemente
forte para justificar sua inclusão no modelo matemático da
lâmpada fluorescente, levando-se em conta a faixa de
variação analisada para fnom.
A Figura 4.a mostra a freqüência de chaveamento (f) em
função de P, para diferentes valores de T. A partir desta
figura, é possível notar que, se a freqüência de chaveamento
do reator eletrônico é mantida constante (por exemplo,
admitindo-se um controle em malha aberta), a potência
processada através da lâmpada e, conseqüentemente, seu
nível de iluminância irão apresentar variações significativas
de acordo com a temperatura ambiente.
A Figura 4.b mostra o valor eficaz da corrente através da
lâmpada (I) em função de P, para diferentes valores de T. De
acordo com esta figura, pode-se verificar que, para
temperaturas ambientes mais elevadas, a lâmpada
fluorescente requer mais corrente para sustentar a potência e,
conseqüentemente, seu nível de iluminância, fato que pode
acarretar o decréscimo de sua vida útil.
A. Curvas Características de V-P
Alguns modelos de lâmpadas representam a característica
V-P (ou V-I) como sendo uma equação linear de primeira
ordem [3]. No entanto, é possível verificar na Figura 1 que
esta característica apresenta um comportamento diferente
quando a lâmpada é submetida a uma condição de baixa
luminosidade (P<10). Desta forma, em [6], uma equação
polinomial de quinto grau é empregada para a composição de
um modelo mais preciso. Entretanto, com o emprego de
programas computacionais específicos, tais como o Origin
Evaluation/Demo Version, torna-se possível obter uma
equação polinomial do quarto grau capaz de representar cada
um dos conjuntos de dados experimentais, preservando a
precisão requerida pelo modelo.
A forma geral da equação de quarto grau proposta é
denotada em (1).
V (T , P) = v0 (T ) + v1 (T ).P + v2 (T ).P 2 + v3 (T ).P3 + v4 (T ).P 4
(1)
Onde:
v0(T) até v4(T) = coeficientes de primeiro nível de V(T,P),
cada um deles dependentes da temperatura ambiente.
Após a determinação dos valores apropriados para os
coeficientes v0(T) até v4(T), os quais são denominados de
coeficiente de primeiro nível, torna-se possível obter
equações capazes de descrever cada um dos diferentes
conjuntos de dados experimentais apresentados na Figura 1.
As variações nos valores destes coeficientes representam as
mudanças nas curvas V-P da Figura 1. Portanto, o modelo
120
f
[kHz]
90
60
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
30
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
(a) fnom=40kHz
800
I
[mA]
600
140
V
[V]
120
Erel
[p.u.]
1,2
100
0,8
400
0,4
200
1,6
fnom=30kHz
fnom=40kHz
fnom=50kHz
fnom=60kHz
80
60
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
fnom=30kHz
fnom=40kHz
fnom=50kHz
fnom=60kHz
0
10
20
30
40
50
P [W]
(a) T=34,5°C
(b) T=34,5°C
Fig. 3. (a) V versus P e (b) Erel versus P, para um valor fixo de T e
diferentes valores de fnom.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
0
T=20oC
T=24oC
T=34,5oC
T=47oC
0
10
20
30
40
50
P [W]
(b) fnom=40kHz
Figura 4. (a) f versus P e (b) I versus P, para diferentes valores de T
e um valor fixo de fnom.
3
completo da lâmpada fluorescente pode ser estabelecido
através da descrição dos coeficientes de primeiro nível como
sendo funções da temperatura ambiente. Para realizar esta
regressão tridimensional (V versus P versus T), é possível
empregar duas regressões bidimensionais. Desta forma, a
primeira regressão bidimensional é usada para determinar as
equações de V como funções de P, resultando em um
conjunto de coeficientes para cada diferente valor de T. Em
seguida, utilizando-se o mesmo programa computacional de
regressão empregado anteriormente, é possível determinar
novas equações capazes de descrever o comportamento dos
coeficientes de primeiro nível como sendo funções de T,
resultando em um novo conjunto de coeficientes, os quais
são denominados de coeficientes de segundo nível. Estes
coeficientes de segundo nível são os últimos requeridos para
o modelo proposto.
Com base nos dados experimentais mostrados na Figura 1,
os coeficientes de primeiro nível são determinados através de
regressões bidimensionais, utilizando-se o programa
computacional Origin Evaluation/Demo Version. A Tabela I
mostra os valores destes coeficientes, de acordo com as
temperaturas correspondentes (T).
Como comentado anteriormente, novas regressões
bidimensionais são aplicadas nos valores dos coeficientes de
primeiro nível, levando-se em conta suas variações de acordo
com T. A Figura 5 mostra os coeficientes de primeiro nível
de V(T,P) como funções de T. As linhas que conectam os
pontos são derivadas de curvas de regressão obtidas com o
uso do programa computacional.
A forma geral das equações usadas para descrever os
coeficientes de primeiro nível de V(T,P) como funções de T é
representada como segue:
vi (T ) = vsi ,0 + vsi ,1.T + vsi ,2 .T 2
destes coeficientes de primeiro nível, os quais são mostrados
na Tabela III.
Estes valores são mostrados graficamente na Figura 6.
Nesta figura, é possível notar que estes coeficientes podem
ser escritos como funções lineares de T, de acordo com (4).
TABELA I
Coeficientes de Primeiro Nível de V(T,P)
Coeficiente
v0(T)
v1(T)
v2(T)
v3(T)
v4(T)
T [oC]
20
24
34,5
47
125,5598
122,3859
115,1590
117,2896
1,2997
1,1413
1,3317
0,3252
-0,1373
-0,1117
-0,1385
-0,1358
0,0034
0,0026
0,0032
0,0039
-2,8841.E-5 -2,1203.E-5 -2,4940.E-5 -3,4421.E-5
TABELA II
Coeficientes de Segundo Nível de V(T,P)
Coeficiente
vs0,0
vs0,1
vs0,2
vs1,0
vs1,1
vs1,2
vs2,0
vs2,1
vs2,2
vs3,0
vs3,1
vs3,2
vs4,0
vs4,1
vs4,2
Valor
162,37633
-2,4576
0,03184
-0,7991
0,1550
-0,00278
-0,11871
-3,8550.E-4
0
0,0058
-2,0092.E-4
3,43775.E-6
-6,14784.E-5
2,58124.E-6
-4,28405.E-8
(2)
128
v0
1,6
v1
Onde:
i = índice dos coeficientes de primeiro nível de V(T,P);
vi(T) = coeficiente de primeiro nível de V(T,P); e
vsi,0 até vsi,2 = coeficientes de segundo nível de V(T,P).
Os valores dos coeficientes de segundo nível de V(T,P)
(vs0,0 até vs4,2), determinados através do programa
computacional, são apresentados na Tabela II.
Usando-se os valores apresentados na Tabela II e o
conjunto de equações descritas em (1) e (2), torna-se possível
a obtenção de um novo modelo estático para a lâmpada
fluorescente. Os dados apresentados na Tabela I não são
utilizados neste modelo. Estes dados estão implícitos nos
valores dos coeficientes de segundo nível da Tabela II.
124
1,2
120
0,8
116
0,4
B. Curvas Características de Iluminância Relativa
A mesma metodologia descrita para a definição da
equação de V(T,P) é empregada para a obtenção da equação
de iluminância relativa Erel(T,P). Uma equação polinomial de
segunda ordem pode ser usada para representar a iluminância
relativa como uma função de P e T, de acordo com (3).
Erel (T , P) = e0 (T ) + e1 (T ).P + e2 (T ).P 2
(3)
Onde:
e0(T) até e2(T) = coeficientes de primeiro nível da
iluminância relativa, dependentes da temperatura ambiente.
Utilizando
o
programa
computacional
Origin
Evaluation/Demo Version, pode-se determinar os valores
4
112
10
20
30
40
0,0
50
T [oC]
10
(a) v0
0,0045
v3
-0,10
0,0040
-0,12
0,0035
-0,14
0,0030
10
20
30
30
40
50
T [oC]
40
50
T [oC]
(b) v1
-0,08
v2
-0,16
20
40
50
T [oC]
0,0025
10
(c) v2
20
30
(d) v3
-2,0.E-5
v4
-2,4.E-5
-2,8.E-5
-3,2.E-5
-3,6.E-5
10
20
30
40
50
T [oC]
(e) v4
Fig. 5. Coeficientes de primeiro nível de V(T,P) em função de T.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Tabela III
Coeficientes de Primeiro Nível de Erel (T,P)
Coeficiente
e0(T)
e1(T)
e2(T)
20
-108,82234
161,81644
0,22603
T [oC]
24
34,5
-76,10645
-99,01401
164,30821
182,0283
-0,27557
-0,7928
47
-50,83447
181,97835
-1,07303
140
V
[V]
120
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
100
0,8
80
0,4
60
0
10
20
30
190
-40
e0
180
-80
170
-100
160
-120
150
10
20
40
30
50
T [oC]
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
10
20
30
40
50
P [W]
(a) T=20°C
e1
-60
40
50
P [W]
10
20
30
40
50
T [oC]
(b) e1
(a) e0
140
V
[V]
120
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
100
0,8
80
0,4
60
0
10
20
30
0,0
e2
40
50
P [W]
0
(b) T=24°C
-0,4
-0,8
140
V
[V]
120
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
100
0,8
80
0,4
-1,2
-1,6
10
20
30
40
50
T [oC]
(c) e2
Fig. 6. Coeficientes de primeiro nível de Erel(T,P).
e j (T ) = es j ,0 + es j ,1.T
60
III. COMPARAÇÕES ENTRE O MODELO PROPOSTO E
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A Figura 7 mostra o conjunto de dados experimentais
(pontos) e as curvas geradas com o modelo proposto (linhas),
a partir de (1) até (4). De acordo com esta figura, é possível
verificar que o modelo apresenta boa precisão, descrevendo
adequadamente o comportamento da lâmpada fluorescente
para uma faixa de variação de potência processada de 2,5W
Coeficiente
es0,0
es0,1
es1,0
es1,1
es2,0
es2,1
Valor
-133,54535
1,58888
146,74
0,82208
0,4576
0,03345
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
10
20
30
40
50
P [W]
0
(c) T=34,5°C
(4)
Onde:
j = índice dos coeficientes de primeiro nível de Erel(T,P);
ej(T) = coeficiente de primeiro nível de Erel(T,P); e
esj,0 até esj,1 = coeficientes de segundo nível de Erel(T,P).
Novos processos de regressão bidimensional são aplicados
aos dados apresentados na Tabela III, com o intuito de se
determinar os coeficientes de segundo nível de Erel(T,P), os
quais são mostrados na Tabela IV.
Os dados apresentados na Tabela IV e o conjunto de
equações descritas em (3) e (4) são suficientes para
representar a iluminância relativa da lâmpada fluorescente
ensaiada, em função de P e T.
Tabela IV
Coeficientes de Segundo Nível de Erel (T,P)
0
140
V
[V]
120
1,6
Erel
[p.u.]
1,2
100
0,8
80
0,4
60
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
(d) T=48°C
Figura 7 – Comparação entre dados experimentais (pontos) e o
modelo proposto (linhas) para a lâmpada fluorescente.
até 40W. O modelo proposto não cobre níveis reduzidos de
potência processada através da lâmpada (P<2,5W), pois,
nesta condição particular, o fenômeno do estriamento é
amplificado e torna-se detectável a olho nu.
Algumas pequenas imprecisões podem ser observadas
neste modelo, especialmente no gráfico de V versus P em
T=20oC. Contudo, tais imprecisões são inferiores a 2% e
podem ser consideradas desprezíveis. Ainda assim, caso seja
necessário, alguns ajustes empíricos adicionais podem ser
realizados nos coeficientes de segunda ordem, melhorando
ainda mais o modelo proposto.
Para projetistas de reatores eletrônicos, é importante a
obtenção do valor da resistência equivalente da lâmpada, o
qual pode ser usado na metodologia de projeto com o
objetivo de predizer o comportamento de alguns importantes
parâmetros, durante o controle de luminosidade, tais como:
valor eficaz da corrente através da lâmpada, valor eficaz da
corrente através do indutor ressonante e valor da defasagem
angular da corrente drenada pelo conjunto filtro/lâmpada. A
equação da resistência equivalente (Req(T,P)) pode ser
facilmente obtida a partir de (5).
5
TABELA V
Parâmetros do Reator Eletrônico
Dados de Entrada e Saída
Vin(CC)
310V
Pnom
40W
T
24oC
fnom
40kHz
Parâmetros do Reator Eletrônico
Ls
1,43mH
Cs
180nF
Cp
6,8nF
S1 , S2
IRF840
10
Req
[kΩ]
8
10
Req
[kΩ]
8
6
6
4
4
2
2
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
0
0
(a) T=20°C
10
Req
[kΩ]
8
6
6
4
4
2
2
0
10
20
30
20
30
40
50
P [W]
0
10
20
30
40
50
P [W]
CP
Vin(CC)
S2
S1
A
B
S2
CS LS
Req
CP
do reator eletrônico implementado, ambos baseados no
clássico inversor ressonante Half-Bridge.
O circuito foi simulado no programa computacional
PSpice 4.02. A Tabela VI mostra os parâmetros empregados
para a simulação de diversos pontos de operação deste
circuito. Os valores de potência processada (P) e de
freqüência de chaveamento (f) foram medidos no protótipo e
então utilizados nas simulações, visando prover dados para a
verificação da precisão do modelo da lâmpada. Os valores de
resistência equivalente da lâmpada (Req) são determinados de
acordo com (5).
A Figura 10 mostra a comparação entre resultados de
simulação (linhas) e resultados experimentais medidos no
protótipo. De acordo com esta figura, é possível concluir que
os resultados de simulação enquadram-se adequadamente nos
resultados experimentais obtidos com o protótipo.
Em uma análise mais detalhada, pode-se observar na
Figura 10.b que, para valores de P inferiores a 30W, a
corrente processada através de Ls é mantida em valores
eficazes relativamente elevados e praticamente constantes.
Assim sendo, pode-se admitir que as correntes processadas
através dos MOSFETs são também mantidas com valores
eficazes significativos, mesmo para a condição de mínima
luminosidade emitida pela lâmpada. Assim, as perdas em
condução verificadas no circuito de potência poderão ser
consideradas proporcionalmente elevadas em relação à
potência processada através da lâmpada. Adicionalmente,
deve-se lembrar que o aumento da freqüência da corrente que
flui através de Ls acarreta a intensificação do efeito pelicular
nos enrolamentos e das perdas no núcleo de ferrite, tornando
ainda maiores as perdas na condição de processamento de
reduzida luminosidade, quando comparadas à condição
nominal. Portanto, é possível concluir que o processamento
de reduzidos valores eficazes de potência através da lâmpada
acarreta a diminuição da eficiência deste reator eletrônico
convencional.
TABELA VI
Parâmetros Usados para as Simulações
40
50
P [W]
(c) T=34,5°C
(d) T=47°C
Figura 8 – Comparação entre dados experimentais da resistência
equivalente da lâmpada (pontos) e o modelo proposto para Req(T,P).
6
B
P [W] (*)
0
A
S1
CS LS
(a) reator implementado
(b) circuito simulado
Figura 9 – Diagramas esquemáticos simplificados.
(b) T=24°C
10
Req
[kΩ]
8
0
10
Vin(CC)
LAMP
V 2 (T , P )
(5)
P
A Figura 8 mostra uma comparação entre quatro
diferentes conjuntos de dados experimentais (pontos) e o
modelo proposto em (5) (linhas). Com base nesta figura,
pode-se observar que as curvas geradas a partir de (5)
enquadram-se nos resultados experimentais, fato que
significa que o modelo proposto é capaz de fornecer boa
precisão para o processo de projeto de reatores eletrônicos
com controle de luminosidade.
Adicionalmente, com o objetivo de propiciar uma
avaliação mais aprofundada do emprego do modelo da
lâmpada fluorescente em projetos de reatores eletrônicos,
foram realizadas diversas simulações de um reator eletrônico
operando com controle de luminosidade. Os resultados de
simulação são comparados aos resultados experimentais
obtidos através de um protótipo laboratorial implementado,
possibilitando uma avaliação da eficácia do modelo
desenvolvido neste trabalho.
O circuito simulado e o protótipo implementado foram
concebidos de acordo com os dados apresentados na Tabela
V. A lâmpada fluorescente empregada no protótipo é do tipo
GE – F40T12 – Super Luz do Dia. A Figura 9 mostra os
diagramas esquemáticos simplificados do circuito simulado e
Req (T , P ) =
2,5
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
T=20oC
f [kHz] (*)
Req [Ω]
74,83
6573
74,46
3335
73,64
1641
72,26
1036
69,70
721,3
65,32
533,2
58,70
412,3
50,25
330,5
41,70
271,3
34,80
224,2
29,65
181,5
T=47oC
f [kHz] (*)
Req [Ω]
76,60
5500
76,49
2690
75,85
1223
73,51
709,5
68,17
455,1
57,03
312,9
45,17
229,0
36,56
177,6
31,00
143,8
27,12
118,4
23,97
94,5
(*) dados medidos
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
IV. CONCLUSÕES
800
I
[mA]
600
pontos: experimental
linhas: simulação
400
T=47oC
T=20oC
200
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
(a)
800
ILs
[mA]
600
T=47oC
400
T=20oC
200
pontos: experimental
linhas: simulação
0
0
10
20
30
40
50
P [W]
(b)
ILs
-40
T=20oC
VAB
[ o ] -50
T=47oC
-60
-70
pontos: experimental
-80
linhas: simulação
-90
0
10
20
30
40
50
P [W]
(c)
Figura 10 – (a) valor eficaz da corrente através da lâmpada (I)
versus P, (b) valor eficaz da corrente através de Ls versus P e (c)
defasagem angular da corrente drenada pelo conjunto filtro
ressonante + lâmpada versus P, para diferentes valores de T.
Por fim, com base na Figura 10.c, é possível constatar que
a defasagem angular da corrente drenada pelo conjunto filtro
ressonante + lâmpada, em relação à tensão aplicada sobre os
pontos A e B da Figura 9, apresenta relação linear com a
potência através da lâmpada, para valores de P inferiores a
30W. Para situações em que P é superior a 30W, nota-se que
um único valor de defasagem pode corresponder a dois
diferentes valores de P.
A observação de tal fato é importante uma vez que,
atualmente, existem circuitos integrados dedicados a reatores
eletrônicos com capacidade de controle de luminosidade,
cuja técnica de controle em malha fechada baseia-se na
imposição da fase da corrente drenada pelo conjunto filtro
ressonante + lâmpada [13]. Assim sendo, no caso do
emprego deste tipo de controlador, um projeto adequado
deverá ser desenvolvido, procurando-se evitar a escolha de
parâmetros que resultem em pontos de operação ambíguos
(dois valores de P associados a um único valor de
defasagem).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Este artigo apresentou um novo modelo estático para
lâmpadas fluorescentes tubulares (bulbo T12), apropriado
para projetos de reatores eletrônicos com controle de
luminosidade. Este novo modelo incorpora os efeitos da
temperatura ambiente em seus parâmetros, aumentando sua
precisão e confiabilidade. O modelo é baseado em dados
experimentais de uma lâmpada fluorescente (GE – F40T12 –
Super Luz do Dia), cujas características V-P são
determinadas para diferentes condições de temperatura
ambiente e freqüência nominal de chaveamento.
O modelo proposto é concebido a partir de dois tipos
diferentes de equações: o primeiro tipo descreve as
características V-P para valores específicos de temperatura
ambiente, enquanto que o segundo tipo é responsável pela
incorporação dos efeitos da temperatura ambiente ao modelo.
Portanto, o valor eficaz da tensão sobre a lâmpada
fluorescente pode ser descrito como uma função
tridimensional, dependente dos valores de potência
processada na lâmpada (P) e de temperatura ambiente (T).
Adicionalmente, o modelo estabelece uma relação entre a
iluminância da lâmpada, a potência processada e a
temperatura ambiente, permitindo assim uma avaliação com
critérios mais adequados a um projeto de luminotécnica.
Com a finalidade de se obter um modelo que possa ser
facilmente empregado em projetos de reatores eletrônicos
com elevada freqüência de chaveamento, é possível definir
uma resistência equivalente, cuja expressão matemática é
diretamente derivada da função V(T,P). Resultados de
simulação e experimentais apresentados neste artigo
comprovam que o emprego do modelo proposto é útil para
projetistas de reatores eletrônicos, especialmente na
determinação dos valores eficazes das correntes processadas
através da lâmpada fluorescente e através do indutor do filtro
ressonante, além de possibilitar a verificação da fase da
corrente drenada pelo conjunto filtro ressonante + lâmpada.
De acordo com as comparações apresentadas entre dados
experimentais e o modelo da lâmpada, é possível concluir
que a metodologia proposta é bem sucedida na incorporação
dos efeitos da temperatura ambiente nas expressões de
V(T,P) e de Erel(T,P).
AGRADECIMENTOS
Os autores gostariam de agradecer à FAPESP e ao CNPq
pelo apoio concedido ao presente trabalho.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Considerations for Operating at High Frequency”, in
Proc. of PCIM Europe’94, pp. 72-75, Mar./Apr., 1994.
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Electrical Characteristics of Fluorescent Lamps”, in
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7
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Performance of Bent Tube Fluorescent Lamps”, IEEE
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IEEE ISIE’03, CD-ROM , 2003.
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“Compatibility Testing of Fluorescent Lamp and Ballast
Systems”, IEEE Transactions on Industry Applications,
vol. 35, no. 6, pp. 1271-1276, November / December,
1999.
[13] J. Adams, T. J. Ribarich e J. J. Ribarich, “A New
Control IC for Dimmable High-Frequency Electronic
Ballasts”, in Proc. of IEEE APEC’99, pp. 713-719, 1999.
DADOS BIOGRÁFICOS
Fabio Toshiaki Wakabayashi, nascido em Jales (SP), em Julho
de 1974, é engenheiro eletricista (1996) formado na
Universidade Estadual Paulista – Faculdade de Engenharia de
Ilha Solteira (UNESP-FEIS, Ilha Solteira (SP)). Obteve os
títulos de mestre (1998) e doutor (2003) em Engenharia Elétrica
nesta mesma instituição, tendo desenvolvido seus trabalhos no
Laboratório de Eletrônica de Potência. Suas áreas de interesse
abrangem técnicas de comutação não-dissipativa, fontes de
alimentação chaveadas, qualidade de energia elétrica e reatores
eletrônicos para iluminação.
Carlos Alberto Canesin, nascido em Lavínia (SP), em 1961, é
engenheiro eletricista (1984) pela Universidade Estadual
Paulista – Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira (UNESPFEIS, Ilha Solteira (SP)), mestre (1990) e doutor (1996) em
Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina
– Instituto de Eletrônica de Potência (UFSC-INEP),
Florianópolis (SC). Atualmente é professor adjunto efetivo do
Departamento de Engenharia Elétrica (DEE) da UNESP-FEIS.
Suas áreas de interesse incluem técnicas de comutação nãodissipativa, conversores CC/CC, fontes de alimentação
chaveadas, reatores para iluminação e técnicas de correção do
fator de potência.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
COMPARATIVO ENTRE REATORES COM ALTO FATOR DE POTÊNCIA
PARA ILUMINAÇÃO FLUORESCENTE
Tiago B. Marchesan, Álysson R. Seidel, Fábio E. Bisogno, Ricardo N. do Prado
Grupo de Estudo e Desenvolvimento de Reatores Eletrônicos – UFSM
97105-900 – Santa Maria – RS
Brasil
e-mail: [email protected], [email protected], [email protected], [email protected]
Resumo – Este artigo apresenta um estudo
comparativo entre quatro topologias com alto fator de
potência, que possuem como principal característica o
compartilhamento do mesmo interruptor para o estágio
de correção do fator de potência e para o estágio
inversor. O ensaio de um reator eletromagnético é
adicionado ao trabalho a fim de enriquecer o estudo
proposto. As características de cada topologia são
descritas através da discussão de suas vantagens e
desvantagens. Os reatores eletrônicos estudados foram
projetados para alimentação de duas lâmpadas
fluorescentes de 40W, freqüência de operação de 50 kHz
e uma tensão de entrada de 110 VRMS , 60 Hz.
Palavras Chave – comparativo, fator de potência,
iluminação fluorescente, reator eletrônico.
COMPARATIVE ANALYSIS AMONG HIGHPOWER FACTOR FLUORESCENT
LIGHTING SYSTEMS
Abstract - This paper provides a comparative analysis
among four electronic ballasts topologies with high power
factor, employing the same switch for inverter and power
factor correction stage based on experimental results. An
electromagnetic Ballast analysis is included to provide a
comparison with implemented electronic ballasts. Then
features of each topology are shown through the
discussion of their advantages and disadvantages. The
electronic ballasts are made for two 40W fluorescent
lamps at 50 kHz switching frequency and 110VRMS, 60 Hz
utility line.
Keywords – comparative, electronic ballast, fluorescent
lighting, power factor.
1
NOMENCLATURA
REBH
REFH
REBP
REFP
REM
FP
FC
DHT
Reator Eletrônico Boost Half-Bridge
Reator Eletrônico Flyback Half-Bridge
Reator Eletrônico Boost Push-Pull
Reator Eletrônico Flyback Push-Pull
Reator Eletromagnético
Fator de potência.
Fator de crista da corrente na lâmpada.
Distorção harmônica total
Artigo Submetido em 17/07/2003. Primeira Revisão em 30/09/2003.
Segunda Revisão em 11/11/2003. Aceito sob recomendação do Editor
Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
I. INTRODUÇÃO
A utilização de reatores eletrônicos alimentando lâmpadas
fluorescentes é uma realidade no mercado devido aos seus
conhecidos méritos, tais como: maior eficiência luminosa
(lm/W), ausência de cintilamento (flicker) e ruído audível,
maior vida útil da lâmpada e menor peso e volume [3].
Nos últimos anos várias topologias foram desenvolvidas
com o intuito de melhorar a performance dos sistemas
eletrônicos para alimentação de lâmpadas fluorescentes, em
substituição a sistemas eletromagéticos convencionais.
Algumas destas topologias são: Reator Eletrônico Boost
Half-Bridge [1], Reator Eletrônico Flyback Half-Bridge [2],
Reator Eletrônico Boost Push-Pull [3], Reator eletrônico
Flyback Push-Pull [4]. Estas topologias com um único
estágio de correção do fator de potência tem se tornado mais
atrativas na indústria devido a sua maior eficiência luminosa,
alto fator de potência e alta eficiência comparando-se a
reatores eletromagnéticos convencionais.
Um estudo comparativo entre as principais topologias
existentes faz-se necessário, e é realizado neste trabalho da
seguinte forma: Na seção II as topologias analisadas são
demonstradas. A seção III mostra os procedimentos de
projeto para cada um dos conversores utilizados. Na seção IV
e VI as especificações de projeto para os reatores e seus
resultados experimentais são demonstrados. A seção V
mostra as especificações dos componentes utilizados. As
seções VII e VIII apresentam uma análise comparativa entre
os reatores estudados.
II. REATORES ELETRÔNICOS ESTUDADOS
As configurações de cada topologia estão mostradas na
Figura 1. Figuras 1.a, 1.b, 1.c e 1.d mostram os circuitos dos
reatores eletrônicos Boost Half-Bridge, Flyback Half-Bridge,
Boost Push-Pull e Flyback Push-Pull implementados,
respectivamente.
Todas as topologias estudadas são formadas por: uma
ponte retificadora de entrada; um filtro de interferência
eletromagnética (EMI) que possibilita uma reduzida taxa de
distorção harmônica da corrente e conseqüentemente um alto
fator de potência das topologias; um estágio de correção do
fator de potência formado pelos conversores Boost ou
Flyback; interruptores de potência (1 ou 2); um estágio
inversor formado pelos inversores Half-Bridge ou Push-Pull;
um filtro série paralelo ressonante (LCC) que possibilita a
ignição da lâmpada e as formas de onda senoidais de tensão e
de corrente em regime permanente; e duas lâmpadas
fluorescentes de 40W.
9
(a)
(b)
(c)
(d)
Fig. 1. Reatores Eletrônicos: (a) REBH, (b) REFH, (c) REBP, (d) REFP
III. PROCEDIMENTOS DE PROJETO
As topologias estudadas são projetadas para duas
lâmpadas fluorescentes de 40W, tensão de entrada de 110
VRMS e uma freqüência de operação de 50 kHz.
B. Conversor Boost
1) Razão cíclica máxima
A máxima razão cíclica é dada por:
α=
As equações de projeto relevantes de cada topologia são
mostradas a seguir:
A. Filtro Série-Paralelo Ressonante
O filtro série paralelo ressonante é um dos mais simples e
comumente usados para alimentar lâmpadas fluorescentes em
alta freqüência [5]. Os componentes do filtro ressonante são
calculados através das equações (1) e (2), como função do
ângulo de fase φ ou arg(z), mostrado na Figura 2.
[1 + tan (φ )] .P −
2
CP ( φ ) =
L( φ ,C S ) =
ω 2 .R.Vac 2
1
ω 2 .R 2
R.tan( φ ) + C P ( φ ).R 2 .ω
[
ω. 1 + ω 2 .C P 2 ( φ ).R 2
(1)
]
+
1
C S .ω 2
CP(φ)
φ
P
ω
R
Vac
CS
10
capacitor paralelo ressonante;
ângulo da impedância;
potência da lâmpada;
freqüência angular de operação;
resistência equivalente da lâmpada;
tensão RMS da componente fundamental;
capacitor série ressonante.
(3)
Dmax = 1 − α
(4)
Onde:
tensão de pico máxima na entrada;
tensão no capacitor de barramento.
Vmax
VCout
2) Indutância Boost
A indutância boost é definida por:
Y ( α ) = −2 −
2
π
+
α α. 1 −α 2
LBoost =
(2)
Onde:
Vmax
VCout
π
 α
. + tan −1 

2
2

 1 −α

Vmax 2
( 1 − α )2
.
.Y ( α )
2.π . fs .P0 ,max
α




(5)
(6)
Onde:
fs
P0,max
freqüência de operação;
máxima potência de saída.
3) Corrente de Entrada
A corrente de entrada é obtida através da seguinte
equação:
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
I Lb , peak =
Vmax .Dmax
LBoost . fs
C. Conversor Flyback
1) Núcleo do Indutor Flyback
O núcleo do indutor flyback é obtido através da seguinte
equação:
1,1.P0 ,max .10
Ae.Aω =
8) Corrente no Secundário do Flyback
n
D
I Lf 2 , peak = I Lf 1, peak 1 .
n2 1 − D
(7)
D. Conversor Half-Bridge
1) Tensão nos interruptores (S1, S2)
VS 1 = VS 2 = VCout
K P .KW .J . fs .∆B
(8)
2) Corrente no interruptor compartilhado (S1).
I S 1 = I Lb , peak + I F
I S 1 = I Lf 1, pico + I F
Onde:
IF
2) Cálculo do Entreferro
O entreferro pode ser calculado através da seguinte
equação:
Onde:
µ0
B
Ae
η
2.µ 0 .P0 ,max .10 6
B 2 .Ae.η . fs
(9)
permeabilidade do vácuo
densidade de fluxo
área da seção transversal do núcleo
eficiência
Onde:
D
Vmax 2 .D 2 .η
4.P0 ,max . fs
3) Corrente no interruptor S2 é dada por:
I S1 = I F
E. Conversor Push-Pull
1) Tensão no Interruptor S1
VS = 2.VCout
Onde:
Iin,pico
IP,pico
(19)
(20)
(21)
corrente de pico na entrada
corrente no Push-Pull
3) Transformador Push-Pull
O núcleo magnético é definido pela expressão:
(10)
Ae.Aw =
razão cíclica
4) Corrente de Pico no Primário do Flyback
V .D
I Lf 1, peak = max
L f 1 . fs
(18)
corrente de pico do filtro ressonante
2) Corrente no Interruptor S1
I S , pico = I F + I in , pico + I p , pico
3) Indutância Primária do Flyback
A máxima indutância do flyback é dada por:
Lf 1 =
(17)
ou
fator de utilização do primário
fator de utilização da janela
densidade de corrente
densidade de fluxo
δ =
(16)
4
Onde:
KP
KW
J
∆B
(15)
1,5.P0 ,max .10 4
K p .K w .J . fs .∆B
(22)
O número de espiras para ambos enrolamentos é dado
por:
(11)
n=
VCout
2.Ae.∆B. fs
(23)
5) Número de Espiras do Primário
n1 =
B.δ .10 4
0 ,4.π .I Lf 1, peak
6) Número de Espiras do Secundário
n .V
1− D
n2 = 1 cout .
Vmax
D
(12)
(13)
7) Indutância Secundária do Flyback
Lf 2
n
= L f 1 . 2
 n1



2
(14)
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 2. Potência em regime permanente e na partida em função do
ângulo de defasagem.
11
IV. ESPECIFICAÇÕES DOS REATORES
No intuito de realizar o comparativo proposto, quatro
topologias mostradas na Figura 1 foram implementadas, de
acordo com as especificações mostradas abaixo:
- Tensão de Entrada
Vin = 110VRMS, 60Hz
- Potência de Saída
P0,,max = 80W
- Freqüência de operação fs = 50kHz
O ensaio de um reator eletromagnético é realizado neste
trabalho para se obter um comparativo com os quatro
reatores eletrônicos implementados. O reator eletromagnético
ensaiado possui os seguintes parâmetros designados pelo
fabricante.
-
Reator Eletromagnético PRELETRI
Tensão de Entrada
Vin = 220 VRMS, 60 Hz
Potência de Saída
P0,Max = 2 x 40W
Fator de Potência
FP > 0,93
V. COMPONENTES UTILIZADOS
Os parâmetros e componentes utilizados em cada uma das
topologias implementadas são citados abaixo:
A. Reator Eletrônico Boost Half-Bridge (REBH)
Os parâmetros do circuito são:
- Lamp1, Lamp2: F40D (Osram)
- Ponte retificadora D1 – D4: 1N4004
- LBoost: 490 µH, 160 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- DB: UF4007
- S1 , S2: IRF740
- Cout: 220 µF / 350 V (eletrolítico)
Um filtro de alta freqüência é utilizado. Formado pelo
indutor Lout e pelos capacitores CP1, CP2, e CS, conforme
mostrado na Figura 1.a. Seus valores são:
- Lout: 1,22 mH, 160 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- CS: 150 nF / 250 V (polipropileno)
- CP1, CP2 : 8,2 nF / 630 V (polipropileno)
B. Reator Eletrônico Flyback Half-Bridge (REFH)
Os parâmetros do circuito são:
- Lamp1, Lamp2: F40D (Osram)
- Ponte retificadora D1 – D4: 1N4004
- Lf1: 295 µH, 48 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- Lf2: 497 µH, 60 espiras
- Da, DS, Dout: UF4007
- S1 , S2: IRF740
- Cout: 220 µF / 350 V (eletrolítico)
O filtro LCC ressonante implementado possui os seguintes
valores:
- Lout: 1 mH, 150 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- CS: 150 nF / 250 V (polipropileno)
- CP1, CP2 : 10 nF / 630 V (polipropileno)
12
C. Reator Eletrônico Boost Push-Pull (REBP)
Os parâmetros do circuito são:
- Lamp1, Lamp2: F40D (Osram)
- Ponte retificadora D1 – D4: 1N4004
- LBOOST: 253 µH, 47 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- LP1, LP2: 1,6 mH, 120 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- Da, DS, Dout: UF4007
- S1: IRF740
- Cout: 220 µF / 350 V (eletrolítico)
O filtro LCC ressonante implementado possui os seguintes
valores:
- Lout: 1,8 mH, 150 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- CS: 150 nF / 250 V (polipropileno)
- CP1, CP2 : 8,2 nF / 630 V (polipropileno)
D. Reator Eletrônico Flyback Push-Pull (REFP)
Os parâmetros do circuito são:
- Lamp1, Lamp2: F40D (Osram)
- Ponte retificadora D1 – D4: 1N4004
- Lf1: 1.2 mH, 68 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- Lf1: 1.45 mH, 80 espiras
- LP1, LP2: 1,6 mH, 120 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- Da, DS, Dout: UF4007
- S1: IRF740
- Cout: 220 µF / 350 V (eletrolítico)
O filtro LCC ressonante implementado possui os seguintes
valores:
- Lout: 1,7 mH, 150 espiras, EE 20/10 IP6-Thornton
- CS: 150 nF / 250 V (polipropileno)
- CP1, CP2 : 8,2 nF / 630 V (polipropileno)
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
As Figuras 3, 4, 5 e 6 mostram os principais resultados
experimentais para os quatro reatores eletrônicos
implementados. Todos os reatores eletrônicos possuem um
alto fator de potência como pode ser visto através das formas
de onda de tensão e corrente de entrada das Figuras 3.a., 4.a.,
5.a. e 6.a.
Os conversores Boost e Flyback são projetados para
operação em modo de condução descontínua como é
mostrado nas Figuras 3.b., 4.b., 5.b. e 6.b.
As Figuras 3.c., 4.c., 5.c. e 6.c. mostram as formas de
onda de tensão e corrente nos interruptores compartilhados
das topologias.
Nas Figuras 3.d., 4.d., 5.d. e 6.d. são mostradas as formas
de onda senoidais da tensão e corrente na lâmpada.
A Figura 7 mostra os resultados experimentais para o
reator eletromagnético ensaiado.
Todos os resultados experimentais deste trabalho foram
obtidos utilizando-se o osciloscópio tektronix TDS430A e
analisados através do programa Mathcad.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
(a) Tensão e Corrente na Entrada
50V/div; 1A/div; 5ms/div
(a) Tensão e Corrente na entrada
50V/div; 1A/div; 5ms/div
(b) Corrente no indutor LBoost
2A/div; 10µs/div
(b) Corrente no interruptor Lf1
2A/div; 10µs/div
(c) Tensão e Corrente no interruptor S1
250V/div; 2A/div; 10µs/div
(c) Tensão e Corrente no interruptor S1
100V/div; 2A/div; 10µs/div
(d) Tensão e Corrente na lâmpada
50V/div; 500mA/div; 10µs/div
(d) Tensão e Corrente na lâmpada
50V/div; 500mA/div; 10µs/div
Fig. 3. Resultados experimentais para o REBH
Fig. 4. Resultados experimentais para o REFH
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
13
14
(a) Tensão e Corrente na entrada
50V/div; 1A/div; 5ms/div
(a) Tensão e Corrente na entrada
50V/div; 1A/div; 5ms/div
(b) Corrente no indutor LBoost
1A/div; 10µs/div
(b) Corrente no indutor Lf1
2A/div; 10µs/div
(c) Tensão e Corrente no interruptor S1
100V/div; 5A/div; 10µs/div
(c) Tensão e Corrente no interruptor S1
100V/div; 2A/div; 10µs/div
(d) Tensão e Corrente na lâmpada
50V/div; 500mA/div; 10µs/div
(d) Tensão e Corrente na lâmpada
50V/div; 500 mA/div; 10µs/div
Fig. 5. Resultados experimentais para o REBP
Fig. 6. Resultados experimentais para o REFP
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
TABELA I
Quadro Comparativo
(a) Tensão e Corrente na entrada
50V/div; 500mA/div; 5ms/div
(b) Tensão e Corrente na lâmpada
50V/div; 500mA/div; 10µs/div
Fig. 7. Resultados experimentais para o REM
VII. ESTUDO COMPARATIVO
A Figura 1 mostra os reatores eletrônicos implementados.
Os reatores que empregam o inversor Half-Bridge (Figuras
1.a e 1.b) utilizam dois interruptores. Por outro lado, o
emprego do inversor Push-Pull (Figuras 1.c. e 1.d) permite
utilizar um único interruptor. Nas aplicações com o inversor
Push-Pull substitui-se um dos interruptores por dois
indutores acoplados.
Os conversores Boost e Flyback operando no modo de
condução descontínua são empregados a fim de garantir um
alto fator de potência, sendo desnecessário um circuito em
malha fechada para o controle da corrente nos conversores.
O conversor Boost opera com tensão de saída (VCout) igual
ou superior a de alimentação, sendo assim, limitado a
aplicações em que a tensão de entrada é 110VRMS. Por outro
lado, o conversor Flyback permite controlar a tensão de saída
desde níveis inferiores à superiores em relação a tensão de
entrada, controlando-se a tensão nos interruptores através de
um projeto adequado. Assim, este pode ser empregado em
tensões de alimentação de 110 VRMS e 220VRMS.
A Tabela I mostra um resumo das principais
características dos reatores estudados, onde os parâmetros
mais importantes são descritos.
As aplicações em que se emprega compartilhamento de
interruptores inevitavelmente sofrem algum esforço de
corrente e/ou tensão, pois o interruptor utilizado no estágio
de inversão também é utilizado no estágio de correção de
fator de potência.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
REBH
REFH
REBP
REFP
REM
2
2
1
1
-
3
3
4
4
-
1.Vns
0,50.Vns
1.Vns
0,68.Vns
-
0,50.Ins
0,50.Ins
0,88.Ins
1.Ins
-
1,24
1,35
1,43
1,47
1,54
DHT
8,85%
8,67%
13,7%
4,4%
22,2%
FP
0,996
0,987
0,991
0,997
0,96
Rendimento
92,7%
91,0%
84,0%
89,4%
80,2%
Número
de
interruptores
Número
de
indutores
Esforço de
tensão no
interruptor
(S1)
Esforço de
corrente no
interruptor
(S1)
FC
No intuito de se fazer uma análise comparativa entre os
esforços a que são submetidos os interruptores, utilizam-se
como valores de base a corrente no interruptor do REFP (Ins)
e a tensão no interruptor do REBP (Vns).
O REFP apresenta menor tensão sobre o interruptor em
relação ao REBP, pois o conversor Flyback apresenta a
possibilidade de controle da tensão VCout. O REBP apresenta
maior tensão sobre o interruptor, devido ao emprego do
inversor Push-Pull sem a possibilidade de controle de tensão.
As topologias que empregam o inversor Push-Pull
possuem maiores esforços de corrente nos interruptores. Isto
é verificado através da descrição do princípio de
funcionamento dos reatores que empregam esse inversor
utilizando um único interruptor [3], [4], onde a corrente no
interruptor é a soma da corrente no indutor Boost (ou
Flyback) e a corrente nos enrolamentos do inversor PushPull.
A Tabela I mostra que todos os reatores analisados
apresentam fator de crista inferior a 1,7 conforme limite
estabelecido pela norma ANSI C82.11.
Além disso, os reatores eletrônicos analisados apresentam
baixo THD de corrente e conseqüentemente alto fator de
potência, atendendo a norma IEC 61003-2 Classe C. O REM
apresenta correção do FP, que é realizada pela correção da
defasagem angular entre tensão e corrente de entrada.
O rendimento elétrico dos reatores eletrônicos é maior que
o do REM, além disso a operação em alta freqüência do
reator eletrônico fornece um ganho de luminosidade de 10 a
15 % para uma mesma potência na lâmpada. Desta forma,
limita-se a comparar o desempenho entre os reatores
eletrônicos apresentados.
O REBH apresenta alto rendimento, porém não possibilita
aplicação viável para tensão de entrada de 220 VRMS. O
REFH possibilita aplicação bivolt, embora não possui o
rendimento do primeiro.
As topologias que empregam o inversor Push-Pull
permitem o emprego de apenas um interruptor, mas o seu
rendimento é menor que o do inversor Half-Bridge.
O REBP apresenta menor número de componentes, porém
seu rendimento é menor que o REFP. Isto se deve a carga do
15
capacitor de saída COUT ser realizada através de um dos
enrolamentos do inversor Push-Pull.
VIII. CONCLUSÃO
A discussão teórica e a análise dos resultados
experimentais mostram que cada reator eletrônico deve ser
empregado considerando suas vantagens e desvantagens, isto
é, cada reator possui uma aplicação específica.
As principais vantagens das topologias apresentadas são:
uso de conversores integrados com um único estágio de
conversão de potência, utilização do compartilhamento de
interruptor, alto fator de potência, redução da distorção da
corrente de entrada e conseqüentemente melhor uso da
energia da rede. Os reatores eletrônicos possuem ainda
menor peso e volume, além de ausência de ruído audível e
cintilamento.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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[2]
[3]
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[5]
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Compact Fluorescent Lamps” IEEE IAS´99, Annual
Meeting Records, pp. 256-261, 1999.
S. A. Bonaldo, “Desenvolvimento de Novas
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Intensidade Luminosa para Iluminação Fluorescente”,
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R. N. Prado, A. R. Seidel, F. B. Bisogno, T. B.
Marchesan, “Boost Push-Pull Electronic Ballast
Converter with High Power Factor for Fluorescent
Lamps”, VII IEEE Power Electronic Congress
CIEP2000, pp. 182-187, 2000.
R. N. Prado, S. A. Bonaldo, D. S. Greff, F. E. Bisogno,
“A Unit Power Factor Electronic Ballast for
Fluorescent Lighting”, IEEE IAS´97, Annual Meeting
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R. N. Prado, A. R. Seidel, F. E. Bisogno, R. Holsbach,
“Resonat Filter Applications in Electronic Ballast”
IEEE IAS´02, Annual Meeting Records, 2002.
DADOS BIOGRÁFICOS
Santa Maria (RS) é engenheiro eletricista (2003) pela
Universidade Federal de Santa Maria, onde é mestrando no
Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica.
Atualmente é pesquisador no Grupo de Estudo e
Desenvolvimento de Reatores Eletrônicos (GEDRE) nesta
mesma universidade. É membro do IEEE e da SOBRAEP.
Suas áreas de interesse são reatores eletrônicos para
lâmpadas fluorescentes e de vapor de sódio, fontes de
alimentação e sistemas dimerizáveis.
Álysson Raniere Seidel, nascido em 01/08/1975 em São
Pedro do Sul (RS) é engenheiro eletricista (1999) pela
Universidade Federal de Santa Maria, onde é doutorando no
Programa de Pós-graduação em Engenharia Elétrica.
Atualmente é pesquisador no Grupo de Estudo e
Desenvolvimento de Reatores Eletrônicos (GEDRE) nesta
mesma universidade. Suas áreas de interesse são lâmpadas
fluorescentes, reatores eletrônicos, sistemas dimerizáveis e
eficiência luminosa.
Fábio Ecke Bisogno, nascido em 07/04/1973 em Santa
Maria (RS) é engenheiro eletricista (1999) e mestre (2001)
pela Universidade Federal de Santa Maria. Atualmente é
doutorando no Instituto Fraunhofer, Alemanha. Suas áreas de
interesse são lâmpadas fluorescentes, reatores eletrônicos,
sistemas dimerizáveis e fontes de alimentação.
Ricardo Nederson do Prado, nascido em 22/04/1960 em
Itapiranga (SC) obteve o título de engenheiro eletricista pela
Universidade Federal de Santa Maria, em 1984, e os títulos
de mestre e doutor em engenharia elétrica pela Universidade
Federal de Santa Catarina em 1987 e 1993, respectivamente.
Entre 1987 e 1992 foi professor assistente junto ao
departamento de eletrônica da Universidade Federal de
Minas Gerais. A partir de 1993 é professor adjunto no
departamento de eletrônica e computação da Universidade
Federal de Santa Maria. É membro do IEEE, da SBA e
membro fundador da SOBRAEP. Atualmente é responsável
pelo grupo de estudo e desenvolvimento de reatores
eletrônicos (GEDRE) e coordenador do programa de Pósgraduação da Universidade Federal de Santa Maria. Suas
áreas de interesse são sistemas dimerizáveis e reatores
eletrônicos para lâmpadas de descarga.
Tiago Bandeira Marchesan, nascido em 09/12/1980 em
16
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
REATORES ELETRÔNICOS COM O ESTÁGIO DE CORREÇÃO DO FATOR
DE POTÊNCIA INTEGRADO COM O INVERSOR RESSONANTE
Eduardo Inácio Pereira & Arnaldo José Perin
Universidade Federal de Santa Catarina
CTC-EEL-INEP
CEP: 88040-970, C.P. 5119, Florianópolis – SC, Brasil.
Tel: +55(48)331-9204
Resumo – Serão apresentados estudos realizados sobre
a integração do estágio de correção do fator de potência
(CFP) com o estágio de conversão CC-CA em reatores
eletrônicos para lâmpadas fluorescentes. A topologia
proposta por Moisin é apresentada e estendida para
estágios retificadores em ponte completa. Novos
procedimentos de projeto são deduzidos e aplicados em
reatores charge pump com corrente contínua na entrada
(CIC-CPPFC). Os circuitos apresentados, aliados à
metodologia de projeto desenvolvida, representam uma
solução simples e robusta com conseqüente redução de
custos para produção industrial. O desempenho de um
protótipo, implementado para comprovação de conceitos,
é apresentado provando a eficácia da metodologia de
projeto desenvolvida. Ratificando a simplicidade da
solução proposta, resultados experimentais da integração
de estágios utilizando a metodologia desenvolvida neste
trabalho aplicada em reatores comerciais, também são
apresentados.
Palavras-Chave – Reatores Eletrônicos, Correção do
fator de potência.
ELECTRONIC BALLAST FOR
FLUORESCENT LAMPS WITH THE PFC
STAGE INTEGRATED TO THE RESONANT
INVERTER
Abstract – Studies about the integration of the PFC
stage with the dc-ac conversion on electronic ballasts for
fluorescent lamps are presented on this paper. The
Moisin’s topology is presented and extended for the fullbridge rectifier stage. New design procedures are
developed and applied on CIC-CPPFC electronic
ballasts. The analysis developed, allied with the design
procedures, is focused on reliability, simplicity, and
lowers the component count for electronic ballasts.
Experimental results from a proof-of-concept prototype
designed with the methodology developed on this work
are also shown. Proofing the simplicity of the proposed
methodology, experimental results from the application
of the design methodology on commercial electronic
ballasts are presented.
1
Keywords - Single Stage Electronic Ballasts, Power
Factor Correction.
Artigo Submetido em 20/07/2003. Primeira Revisão em 29/09/2003.
Segunda Revisão em 11/11/2003. Aceito sob recomendação do Editor
Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
I. INTRODUÇÃO
Lâmpadas fluorescentes possuem características de
impedância negativa na região desejada de operação.
Portanto, estes elementos não podem ser conectados
diretamente à rede elétrica necessitando assim, alguma forma
de limitação para evitar sua destruição por corrente
excessiva, um reator eletromagnético ou eletrônico [1]. O
reator deve fornecer a tensão de ignição e de operação além
de limitar a corrente da lâmpada.
Os reatores de alta freqüência convertem a freqüência da
rede, geralmente 60Hz, em uma freqüência mais elevada
adequada ao funcionamento da lâmpada (30 a 50KHz). No
caso de lâmpadas fluorescentes operando em alta freqüência,
a eficiência luminosa é aumentada em aproximadamente
20% [2]. Em geral, estes reatores consistem de um retificador
a diodos e um estágio CC-CA operado em alta freqüência
para acionar a lâmpada.
Na ausência de um estágio de correção de fator de
potência (CFP), a corrente solicitada pelo reator contém um
conteúdo harmônico relevante e conseqüentemente um baixo
fator de potência [3]. Uma solução simples para aumentar o
fator de potência é a inclusão de um filtro passivo.
Entretanto, os filtros passivos são pesados e ineficientes dado
o fato que os mesmos operam na freqüência da rede [4].
Uma solução comum para aumentar o fator de potência
(FP) é a utilização de dois estágios de processamento de
energia. Nesta solução, um estágio ativo de correção de fator
de potência, normalmente um conversor Boost, é
implementado na entrada do equipamento para impor à
corrente de entrada um formato senoidal. Adicionalmente, o
estágio PFC gera um barramento CC com tensão regulada
que é conectado ao inversor CC-CA. Os estágios CFP
baseados no conversor Boost, como mostrado na Fig. 1,
operando em condução descontínua fazem com que a
corrente de entrada siga naturalmente o formato senoidal [5].
O uso deste tipo de abordagem implica em uma dupla
conversão de energia fazendo com que aumente o custo e a
complexidade do equipamento além de reduzir a
confiabilidade do equipamento [6].
Desde 1977 [7] já se podem constatar os esforços para
integrar o reator em um estágio único na tentativa de
minimizar estas características indesejáveis. Várias outras
topologias com estágio único de processamento de energia
vêm sendo propostas [8], [9] e [10]. Nestes casos, a idéia
principal é que o estágio PFC e o inversor usem
concomitantemente um interruptor de potência, assim um
interruptor e seu respectivo circuito de comando podem ser
eliminados.
17
Lb
D1
D2
II. ANÁLISE DA TOPOLOGIA
Db
S1
Cb
Vg
Cd
Sb
Lr
Cr
lamp
D3
D4
S2
Fig. 1 – Reator eletrônico com o conversor Boost.
A Fig. 2 mostra uma das topologias que empregam este
conceito [8], onde o interruptor S1 é utilizado pelo conversor
Boost e pelo inversor meia-ponte simultaneamente. O uso
deste tipo de solução apresenta algumas desvantagens.
Primeiramente, a tensão do barramento CC é muito elevada
durante o transitório de partida da lâmpada.
Outro fator decisivo para a não aplicação comercial deste
tipo de integração é a inviabilidade do uso de comando autooscilante, pois o interruptor S1, no caso da Fig. 2, conduz a
corrente do estágio inversor somada à corrente do estágio de
correção do fator de potência.
Neste artigo, uma topologia proposta no registro de
propriedade intelectual americano 5.691.606 [11] por Moisin
et al., que contorna as desvantagens citadas anteriormente, é
apresentada. Originalmente, esta topologia foi concebida
para estágios retificadores do tipo dobrador de tensão. Neste
artigo é realizada uma síntese para a utilização da mesma
com retificadores do tipo ponte completa. A análise da
estrutura obtida pela síntese mostra que o conceito CICCPPFC (do inglês Continuous Input Current Charge Pump
Power Factor Correction) [12] pode ser derivado desta
estrutura. Sendo assim, uma metodologia de projeto,
aplicável às duas estruturas, é apresentada. O procedimento
de projeto proposto possui passos bem definidos e expressões
analíticas que permitem otimizar a concepção de reatores
empregando a técnica descrita.
Os resultados experimentais de um protótipo projetado
sob as diretrizes do equacionamento desenvolvido também
são apresentados. Tal protótipo não foi concebido para
aplicações comerciais servindo apenas para provar os
conceitos e a metodologia de projeto proposta neste trabalho.
Finalmente, provando a simplicidade da estrutura e da
metodologia proposta, são apresentados os resultados
práticos da aplicação da mesma em reatores comerciais.
S2
Lb
D1
Lr
Cb
lamp
Cr
Filtro
D3
D4
Fig. 2 – Integração do conversor Boost com o inversor meia-ponte
proposta em [8].
18
Driver
Q1
Lr
Lf
Cdc
Lin
Cr
Cf
Vg
Cin
Dz
Driver
Cb2
Q2
Fig. 3 – Topologia proposta por Moisin et al.
Dy
Lin
Q1
|Vg|
Cin
Req
Lr
Driver
Cb1
Driver
Cb2
Cd
Q2
Cr
(a) Circuito equivalente durante o semiciclo positivo.
Lin
|Vg|
Is
Dy
Vb
Cin
Rc
(b) Circuito equivalente do inversor
Cd
S1
Cb1
Dy
Fig. 4 – Circuito equivalente quando Vg é positiva.
D2
Vg
A. Gênese do Circuito.
A topologia apresentada por Moisin et al., designada neste
trabalho de “Topologia de Moisin”, é apresentada na Fig. 3.
O circuito inclui o capacitor de realimentação (Cin), que
fornece o caminho para parte da corrente de alta freqüência
provinda do estágio inversor ser aplicada ao retificador, e o
indutor Lin. A presença deste capacitor reduz as
características não-lineares do retificador de entrada
aumentando o fator de potência da estrutura. O indutor Lin
reduz a ondulação de alta freqüência na corrente de entrada,
minimizando o volume do filtro de entrada (Lf-Cf).
Durante o semiciclo positivo da rede o circuito pode ser
representado por seu equivalente mostrado na Fig. 4(a).
Substituindo-se o inversor e o tanque ressonante por uma
fonte de corrente de alta freqüência e ainda desprezando-se a
ondulação na tensão do barramento CC, o circuito da Fig.
4(b) pode ser obtido.
A fonte de tensão |Vg| pode ser substituída por um
retificador do tipo ponte completa como mostra a Fig. 5.
Com estas alterações a estrutura pode ser usada em redes de
alimentação de 220V sem a desvantagem da elevada tensão
de barramento, caso a estrutura original fosse utilizada.
O capacitor Cin pode ser conectado em paralelo com o
diodo Dy sem alterações na corrente de entrada resultando no
circuito da Fig. 6(a). Embora não tenha o diodo Dx, o circuito
obtido tem as mesmas características de operação dos
circuitos CIC-CPPFC [12], mostrado na Fig. 6(b).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
D1
Lin
Dy
Lin
vm
ix
D2
Cin
m
-
vc +
Vb
Cin
Vb
Is
Vg
Rc
Rc
is
|Vg|
(a) Primeira etapa
D3
D4
Vb
D2
Rc
is
|Vg|
Cin
Lin
Dy
m
ix
Fig. 5 – Retificador de onda completa aplicado na topologia sob
análise.
D1
vm
Lin
(b) Segunda etapa
Fig. 8 – Estados topológicos do circuito da Fig. 7.
Dy
Vb
Is
Vg
Is
Rc
D3
is
D4
(a) Circuito estendido.
Dx
D1
Cin
Lin
D2
Dy
Vb
Is
Vg
ix
Rc
D3
D4
Vm
(b) Circuito CIC-CPPFC.
Fig. 6 –Comparação entre a topologia estendida e o circuito
equivalente do CIC-CPPFC.
B. Condição para operação com fator de potência elevado.
Na análise do regime permanente do circuito da Fig. 7,
três considerações são feitas:
• A tensão no capacitor Cb é considerada constante e
igual à Vb;
• A corrente ix é contínua;
• A freqüência de comutação é muito maior que a da
rede de alimentação.
Assim a tensão de entrada pode ser assumida constante em
um período de comutação.
Dois estados topológicos podem ser obtidos em um
período de comutação, como mostra a Fig. 8. A evolução
temporal das principais grandezas são apresentadas na Fig. 9.
Lin
ix
vc
t0
m
t2
t3
Fig. 9 – Formas de onda relevantes em um período de comutação.
Cin
vm
t1
Durante a primeira etapa (Dy bloqueado) a corrente
retificada de entrada é:
vc +
ix ( t ) = I s .sen (θ ) .cos(ωot ) +
Dy
Onde: ωo =
Vb
|Vg|
iDy
is
Rc
Fig. 7 – Circuito sob análise.
γ=
Zo
⋅ s en (ωot ) + γ
0 < t < t2
(1)
1
L
, Z o = in e
C
Lin .Cin
in
I .ω .cos (θ )
I s .ωo2
⋅ ⎡ sen (ωot + θ ) − sen (ωs t + θ ) ⎤⎦ + s o
⋅ sen (ωot ) .
ωs2 − ωo2 ⎣
ω s + ωo
Na segunda etapa (Dy conduzindo) a corrente de entrada é
dada por:
ix (t ) = ix (t2 ) +
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
vg (t ) − VB
vg (t ) − VB
Lin
⋅ (t − t 2 ) t 2 < t < t 3
(2)
19
O valor médio da corrente de entrada é igual ao valor
médio da corrente no indutor em um período de comutação e
é dado por:
Ix =
t
t
t3
⎞
1 3
1⎛2
ix (t )dt = ⎜ ∫ ix (t )dt + ∫ ix (t )dt ⎟
∫
⎟
Ts 0
Ts ⎜⎝ 0
t2
⎠
(3)
Substituindo (1) e (2) em (3), uma solução simplificada
pode ser encontrada:
Ix =
Onde: ωs
v g (t )
⎡1 − cos ( nπ ) ⎤⎦ + ψ
Z o .ωo .Ts ⎣
ωo
é a relação entre a freqüência de
ωs
comutação e a freqüência de ressonância definida por Lin e
Cin e
ψ=
pin ( t ) =
I s ⎧ n.sen(n.π )
1
VB
⎫ P
⋅⎨
+
⎡1 − cos ( n.π ) ⎤⎦ ⎬ + o −
⎡⎣1 − cos ( n.π )⎤⎦
2π ⎩ 1 − n2
1+ n ⎣
⎭ V p Z o .ωo .Ts
VB =
η.Vp2
⎪⎧ I
⎡1 − cos ( n.π ) ⎤⎦ ⎨ s
2.Po ⎣
⎪⎩ 2π
1
⎡ n.sen(n.π )
⎤ P ⎫⎪
⋅⎢
+
⎡1 − cos ( n.π ) ⎤⎦ ⎥ + o ⎬
2
1+ n ⎣
⎣ 1− n
⎦ Vp ⎪⎭
(6)
Vm
Ix
Lin
Lf
Vg
+
Cr
Lr
Cf
ILr
2.Po
S1
Cd
Vs
Is2
Lin =
η .V p2
4.n .π 2 . f s .Po
(10)
2
IV. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A. Protótipo para comprovação da metodologia proposta.
Foi construído um protótipo de reator eletrônico para duas
lâmpadas de 40W, com a metodologia proposta. A Fig. 11
apresenta o circuito elétrico do mesmo. O protótipo mantém
a característica original da topologia de Moisin, o estágio
retificador de entrada é do tipo dobrador de tensão e formado
por D1 e D2. Vg é a tensão senoidal de entrada. O projeto do
filtro LCC levou em conta o pré-aquecimento dos filamentos
através do controle da relação entre a freqüência de
comutação do inversor e a de ressonância durante a partida.
D1
R1
+
MUR160
Lin
10,3mH
3,6mH
Cf
150nF
M1
Cb1
Cn2
Lf
IRF 840
Cd1 Lr1
Dbs
150nF 1,81mH
Cr1
Cin
18nF
15nF
Cd2 Lr2
Vb
8
Rg1
Vb
Vcc
Rt
1
2
Ho
Rt
+ Cd
Vs
3
Rg25
Ct
Lo Com
Cr2
15nF
Cb
Cbs
7
6
150nF 1,81mH
Ct
4
IR2153
Cn3
M2
IRF 840
S2
-
Fig. 10 – Reator eletrônico derivado da topologia de Moisin.
III. CONSIDERAÇÕES DE PROJETO
O primeiro passo para projeto é a escolha do valor
adequado do parâmetro ‘n’, e conseqüentemente encontrar os
valores de VB, Cin, e da indutância de entrada Lin. Tomandose a tensão do barramento CC como um parâmetro limitante,
o valor de ‘n’ pode ser obtido a partir de (6), que possibilita o
cálculo do VB. O valor de VB é primordial para o
dimensionamento do filtro LCC, além de definir os esforços
20
(9)
η . f s .V p2 ⎡⎣1 − cos ( n.π ) ⎤⎦
+
lamp
(8)
O valor de Lin pode ser obtido através da relação entre a
freqüência de comutação e freqüência de ressonância
definida por Lin e Cin.
Vg
Dy
(7)
⎡1 − cos ( n.π ) ⎤⎦
2.Z o .ωo ⎣
Cin =
F1
Vc
Cin
⎡1 − cos ( n.π ) ⎤⎦
Z o .ωo .Ts ⎣
Como Po = η Pin , Cin pode ser obtido manipulando-se (8):
C. Extensão da topologia para um reator eletrônico
Como o tanque ressonante pode ser considerado uma
fonte de corrente de alta freqüência, o circuito do reator
eletrônico obtido é mostrado na Fig. 10.
-
2
Vp 2 . f s
Pin =
Po e Vp são a potência de saída e a tensão de pico na
entrada, respectivamente. Um fator de potência unitário pode
ser obtido quando ψ = 0 , resultando para isto:
P ⎪⎫
⎪⎧ VB
2π ⋅ ⎨
⎡⎣1 − cos ( n.π ) ⎤⎦ − o ⎬
V p ⎪⎭
⎪⎩ Z o .ωo .Ts
Is =
(5)
n.sen(n.π )
1
+
⎡⎣1 − cos ( n.π ) ⎤⎦
2
1− n
1+ n
Nas condições de (5) pode-se obter fator de potência
elevado, visto que (4) se torna diretamente proporcional à
tensão de entrada. A tensão do barramento CC pode ser
calculada por:
vg ( t )
Tomando-se o valor médio em um semiciclo resulta:
(4)
é a freqüência angular de comutação do
inversor meia-ponte, n =
de tensão nos interruptores e no capacitor Cb, diferenciando
esta metodologia da até então proposta na literatura [12].
Operando sob a condição de fator de potência unitário, a
potência instantânea de entrada é:
D2
+
MUR160
Cb2
Fig. 11 – Diagrama do protótipo implementado.
A Fig. 12 mostra o ábaco para escolha do valor de ‘n’ para
a situação proposta. O rendimento esperado, adotado na
etapa de projeto foi de 85%. Com n = 0,6 a tensão no
barramento CC é aproximadamente 390V. Operando com
freqüência de comutação de 40 kHz e 110V de entrada os
principais componentes são os seguintes:
Lr=1,81mH
Cd=150nF
Lin=3,6mH
Cin=18nF
Cr=15nF
Cb=47µF
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Os resultados experimentais obtidos são:
FP=0,989
DHT=13,18%
Pin=84W
FC=1,65
Vb=390,8V
η=91,3%
A corrente de entrada e seu espectro harmônico são
apresentados na Fig. 13 e Fig. 14 respectivamente. O
conteúdo harmônico da corrente de entrada está em
conformidade com a IEC 61000-3-2 classe C. A corrente na
lâmpada tem o formato apresentado na Fig. 15 com fator de
crista (FC) igual a 1,65.
Vb(n)[V] 750
700
650
600
550
500
450
Fig. 15 – Corrente em uma das lâmpadas
(i:200mA/div;t: 5ms/div).
400
350
300
0
0.2
0.4
0.6
0.8
1
n
Fig. 12 – Ábaco para escolha do valor de ‘n’.
A Fig. 16 apresenta a corrente no indutor Lin evidenciando
o caráter de funcionamento em condução contínua da
corrente de entrada, diferenciando esta de soluções do tipo
CS-CPPFC, VS-CPPFC e VSCS-CPPFC encontradas na
literatura que apresentam condução descontínua na entrada.
Este fato possibilita a redução do volume do indutor Lf
afetando, consideravelmente, o peso e o volume total do
reator.
(Ch1)
(Ch2)
Fig. 13 – Tensão e corrente de entrada no protótipo implementado
(i:500mA/div;v:50V/div;t:2ms/div).
12.9%
11.6%
10.3%
Fig. 16 – Corrente no indutor de entrada Lin
(i:500mA/div;t:5ms/div).
9.0%
7.7%
6.4%
5.1%
3.9%
2.6%
1.3%
0.0%
2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 3436 38 40 42 44 46 48 50
Harmônica
Fig. 14 – Conteúdo harmônico da corrente de entrada no protótipo.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
A Fig. 17 mostra a tensão e corrente em um dos
interruptores. Como pode ser visto o inversor opera no modo
ZVS reduzindo assim as perdas por comutação. Durante a
partida, a tensão no barramento CC aumenta devido ao
aumento do valor da corrente no tanque ressonante. Esta
desvantagem pode ser facilmente contornada com o uso de
comando do tipo auto-oscilante.
21
(Ch1)
(Ch1)
(Ch4)
(Ch4)
Fig. 17 – Tensão e corrente em um dos interruptores do
inversor (i: 2A/div;v: 100V/div;t: 5ms/div).
Fig. 20 – Tensão e corrente de entrada para o reator comercial
1x40W operando sem a correção proposta
(i:500mA/div;v:100V/div;t:2ms/div).
B. Aplicação da metodologia em reatores comerciais.
Averiguando a simplicidade da técnica proposta, foram
feitas integrações em reatores comerciais. Foram ensaiados
reatores 1x40W, 2x40W, 1x110W e 2x110W. Neste trabalho
são apresentados os resultados obtidos nos reatores 1x40W e
2x110W. Todos os reatores ensaiados atendem aos preceitos
da IEC 61000-3-2 após a inclusão do circuito de correção do
fator de potência e de filtragem.
Uma generalização do circuito elétrico dos reatores
ensaiados é apresentada na Fig. 18, mostrando ser esta uma
solução adotada pela grande maioria dos fabricantes de
reatores eletrônicos sem CFP. Já a Fig. 19 mostra o circuito,
agora com componentes adicionados ao reator, para
aplicação da estrutura apresentada e a metodologia proposta.
A Fig. 20 mostra a corrente e a tensão de entrada para o
reator 1x40W antes da inserção do circuito de correção
proposto.
D1
220V
Cd
T1
D2
Cb1
Cr
Lamp
Comando
Auto-Oscilante
127V
No reator de 1x40W, além do diodo Dy somente os
seguintes componentes foram adicionados:
Lin=4,1mH
Lf=77,3mH
Cf=27nF
Cin=15nF
Após a integração, como mostra a Fig. 21, a corrente de
entrada pode claramente atender a norma IEC. A distorção
harmônica total (DHT) da corrente de entrada neste caso foi
reduzida de 142% para 11,92% e o fator de potência passou
de 0,51 para 0,995.
A análise da estrutura mostra que durante o tempo em que
Dy está bloqueado, o estágio inversor absorve energia
diretamente da rede. Esta parcela de energia não é processada
pelo capacitor Cb, o que possibilita uma redução de sua
capacitância, mantendo-se os mesmos níveis de ondulação no
barramento apresentados sem a correção de fator de potência.
Este fato foi comprovado quando medidas de ondulação da
tensão no barramento CC foram efetuadas, sendo que a
ondulação foi reduzida de 41,2V para 24,4V. A Fig. 22
mostra a ondulação do barramento CC com o reator 1x40W
operando sem correção de fator de potência, enquanto que a
Fig. 23 ilustra a mesma situação com a correção aplicada.
Lr
T2
0V
Cb2
(Ch1)
D3
D4
Fig. 18 – Diagrama esquemático generalizado para os reatores
comerciais ensaiados.
Cd
D1
220V
Lin
Lf
D2
Dy
Cin
D3
Cb1
Lamp
Comando
Auto-Oscilante
Cf
(Ch4)
T1
Cr
Lr
T2
0V
Cb2
D3
D4
Fig. 19 – Diagrama elétrico dos reatores comerciais ensaiados.
22
Fig. 21 – Tensão e corrente de entrada no reator 1x40W com a
proposta de integração implementada
(i:100mA/div;v:100V/div;t:2ms/div).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 22 - Detalhe da ondulação da tensão no barramento CC sem
correção de fator de potência (1x40W)
(v:10V/div;t:2ms/div).
Fig. 24 – Tensão no barramento CC durante a partida da
lâmpada (v:100V/div;t:100ms/div).
Fig. 25 – Tensão de entrada e corrente na lâmpada
(i:200mA/div;v:100V/div;t:2,5ms/div).
Fig. 23 – Ondulação da tensão no barramento CC após a inclusão
do circuito de correção de fator de potência (1x40W)
(v:5V/div;t:2ms/div)
A Fig. 24 mostra a tensão do barramento CC durante a
partida da lâmpada. Como previsto, o circuito de comando
auto-oscilante diminui o valor da freqüência de comutação
em função da carga do inversor [6], limitando o valor
máximo da tensão no barramento CC durante esta etapa. O
mesmo fato ocorrerá no caso da falta de uma lâmpada no
circuito.
O fator de crista da corrente na lâmpada foi aumentado de
1,41 para 1,73 seguindo como regra quase que geral para os
demais reatores testados. A Fig. 25 mostra a tensão de
entrada e a corrente na lâmpada, nota-se que próximo ao
cruzamento da tensão por zero a corrente na lâmpada tem seu
valor de pico aumentado, deteriorando o fator de crista da
estrutura. Este fato deve-se à influência da capacitância Cin
no tanque ressonante que alimenta a lâmpada, somada a
variação da freqüência de comutação inerente ao comando
auto-oscilante. Esta situação pode ser contornada com a
diminuição de “n”, sob pena de detrimento na qualidade da
corrente de entrada.
Resultado semelhante pode ser observado na Fig. 26 onde
é apresentada a tensão e a corrente de entrada no reator
2x110W. Neste caso os componentes adicionados foram:
Lf=14,6mH
Lin=475µH
Cf=100nF
Cin=68nF
A distorção harmônica total da corrente de entrada foi
reduzida de 139,8% para 28,7%, resultando em uma elevação
do fator de potência da estrutura de 0,672 para 0,972.
(Ch1)
(Ch4)
Fig. 26 - Tensão e corrente de entrada no reator 2x110W com a
proposta de integração implementada
(i:500mA/div;v:100V/div;t:2ms/div).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
23
V. CONCLUSÕES
A topologia de Moisin foi apresentada e analisada neste
artigo. A inclusão de um estágio de retificação do tipo ponte
completa, desenvolvida neste trabalho, não foi prevista
originalmente. Ante as similaridades para com o conceito
CIC-CPPFC a metodologia de projeto desenvolvida surge
como uma aproximação alternativa para projetos envolvendo
tais circuitos. Na proposta desenvolvida em [12] não são
considerados, nem calculados, os aspectos da elevação da
tensão do barramento em regime permanente. Tais ajustes
eram, até então, feitos por meio de simulação digital. Com o
equacionamento desenvolvido neste trabalho, pode-se
calcular de antemão o valor da tensão do barramento CC em
função da relação entre a freqüência de comutação do
inversor e da freqüência de ressonância do par Lin-Cin. Com
isto, podem-se dimensionar os esforços de tensão nos
interruptores e no capacitor de barramento, além de refinar o
projeto do filtro LCC. A metodologia desenvolvida foi
ratificada com os resultados obtidos no protótipo
implementado.
Os interruptores de potência conduzem somente a corrente
do inversor ressonante, assim sendo possível utilizar
interruptores com especificações de corrente menores quando
se compara esta técnica de integração com outras onde este
fato não ocorre.
A baixa ondulação da corrente de entrada permite uma
redução significativa do volume do indutor Lf do filtro de
entrada além de, teoricamente, reduzir a emissão de
interferência eletromagnética conduzida diante desta
ondulação. Este fato destaca esta topologia em relação às
soluções que empregam condução descontínua na entrada.
A implementação da técnica nos reatores comerciais surge
como uma solução passiva de baixo custo e reduzido tempo
de implementação em uma linha de montagem visto que, a
correção de fator de potência é obtida de maneira simples
sem a inclusão de circuitos integrados dedicados, fonte
auxiliar ou filtro de elevado volume. Isto é um fator relevante
dentro de um ambiente industrial extremamente competitivo
como o mercado de reatores eletrônicos brasileiro.
Power Electronics and Applications (EPE), pp. 466-472,
1999.
[5] K. H. Liu & Y. L. Lin, “Current Waveform Distortion in
Power Factor Correction Circuits Employing
Discontinuous Mode Boost Converter”, IEEE Power
Electronics Specialists Conf., pp. 293-298, 1989.
[6] M. Brumatti, C. Z. Resende, M. A. Có, D. S. L.
Simonetti, & L. F. Vieira, “Single Stage Self-Oscillating
HPF Electronic Ballast”, IEEE Industry Applications
Society – Annual Meeting, pp. 1052 -1058, 2002.
[7] I. J. Pitel, “Tuned Oscillator Ballast Circuit”, United
States Patent 4.045.711, August, 1977.
[8] J. A. Alves, A. J. Perin, I. Barbi, “An Electronic Ballast
with High Power Factor for Compact Fluorescent
Lamp”, IEEE Industry Application Society – Annual
Meeting, pp. 2129 – 2135, 1996.
[9] C. S. Moo, C. R. Lee, Y. T. Chua, “High-Power-Factor
Electronic Ballast with Self Excited Series Resonant
Inverter”, IEEE Industry Application Society – Annual
Meeting, pp. 2136 – 2140, 1996.
[10] C. Blanco, M. Alonso, E. López, A. Calleja, M. Rico,
“A Single Stage Fluorescent Lamp Ballast with High
Power Factor”, IEEE 11th Applied Power Electronics
Conference, pp. 616 – 621, 1996.
[11] M. S. Moisin et al., “Ballast Circuit for Fluorescent
Lamp”, United States Patent 5.691.606, November,
1997.
[12] J. Qian, & F. C. Lee, “A New Continuous Input Current
Charge Pump Power Factor Correction (CIC-CPPFC)
Electronic Ballast”, IEEE Industry Application Society –
Annual Meeting, pp.2299 – 2306, 1997.
DADOS BIOGRÁFICOS
Eduardo Inácio Pereira, nascido em 12/05/1975 em
Palhoça-SC é engenheiro eletricista (2000), mestre (2002) e
atualmente é aluno de doutorado no Instituto de Eletrônica de
Potência (INEP).
Suas áreas de interesse são: reatores eletrônicos e controle
de conversores estáticos de energia.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] Y. Yang, & C. Chen, “Steady-State Analysis and
Simulation of a BJT Self-Oscillating ZVS-CV Ballast
Driven by a Saturable Transformer”, IEEE Trans. Ind.
Electronics, vol. 46, no.2, pp. 249 – 260, April 1999.
[2] E. E. Hammer, & T. K. McGowan, “Characteristics of
Various F40 Fluorescent Systems at 60Hz and High
Frequency”, IEEE Trans. Ind. Applications, vol. 21, no
2, pp. 11-16, 1985.
[3] M. Grotzbach, “Line side behavior of uncontrolled
rectifier bridges with capacitive DC smoothing”, Proc.
European Conf. on Power Electronics and Applications
(EPE), pp. 761-764, 1989.
[4] R. Redl, & L. Balogh, “Power factor Correction in
Bridge and Voltage-Doubler Rectifier Circuits with
Inductors and Capacitors”, Proc. European Conf. on
24
Arnaldo José Perin, nascido em Nova Prata-RS em
18/12/53. Formado em Engenharia Eletrônica em 1977 na
PUC-RS, Mestrado em Engenharia Elétrica em 1980 na
UFSC e Doutorado em Eng. Elétrica em 1984 no Institut
National Polytechnique - Toulouse - França. Desde 1980 é
Professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal de Santa Catarina com o cargo de
Professor Titular. Atua junto ao grupo de pesquisadores do
INEP – Instituto de Eletrônica de Potência, onde já
participou em projetos em conjunto com a indústria, orientou
27 dissertações de Mestrado e duas teses de doutorado e
publicou em torno de 70 trabalhos em congressos no país e
no exterior e é co-autor de um livro. Sua área de atuação é
Eletrônica de Potência com interesse em conversores
estáticos de freqüência e técnicas de modulação em corrente
alternada.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
REATOR ELETRÔNICO COM CONTROLE DE LUMINOSIDADE E
ELEVADO FATOR DE POTÊNCIA, PARA MÚLTIPLAS LÂMPADAS
FLUORESCENTES TUBULARES
Fabio Toshiaki Wakabayashi
Carlos Alberto Canesin
Universidade Estadual Paulista – UNESP
Campus de Ilha Solteira
CEP 15385-000, C.P. 31, Ilha Solteira – SP
Brasil
e-mail: [email protected]
Resumo - Neste trabalho, é apresentado um reator
eletrônico para múltiplas lâmpadas fluorescentes
tubulares. Este reator eletrônico apresenta elevado fator
de potência e controle de luminosidade. O estágio
retificador é composto por um conversor Sepic ZCSPWM (Zero-Current-Switching – Pulse-Width-Modulated),
com controle através da técnica de valores médios
instantâneos de corrente de entrada. Em relação ao
estágio inversor, o mesmo é formado por um clássico
conversor Half-Bridge ressonante, associado a filtros
SPLR (Series-Parallel Loaded Resonant), controlado pela
técnica de imposição de defasagem da corrente
processada através dos conjuntos filtro + lâmpada.
Adicionalmente, resultados experimentais são mostrados
para validar a análise desenvolvida.
Palavras-Chave – Reator Eletrônico, Controle de
Luminosidade, Múltiplas Lâmpadas Fluorescentes
Tubulares, Elevado Fator de Potência, Célula de
Comutação ZCS-PWM.
DIMMABLE ELECTRONIC BALLAST
WITH HIGH POWER-FACTOR,
FOR MULTIPLE TUBULAR
FLUORESCENT LAMPS
Abstract – An electronic ballast for multiple tubular
fluorescent lamps is presented in this paper. This
electronic ballast presents high power-factor and
dimming capability. A Zero-Current-Switching – PulseWidth-Modulated (ZCS-PWM) Sepic converter composes
the rectifying stage, controlled by the instantaneous
average input current technique. Regarding to the
inverting stage, it is composed by a classical resonant
Half-Bridge converter, associated to Series-Parallel
Loaded Resonant (SPLR) filters. The control technique
employed in this Half-Bridge is based on the phase-shift
in the current processed through the sets of filter + lamp.
In addition, experimental results are shown in order to
validate the developed analysis.
1
Artigo Submetido em 20/07/2003. Primeira Revisão em 30/09/2003. Aceito
sob recomendação do Editor Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Keywords – Electronic Ballast, Dimming Control,
Multiple Tubular Fluorescent Lamps, High Power
Factor, ZCS-PWM Commutation Cell
I. INTRODUÇÃO
A utilização de sistemas de iluminação fluorescente com
reatores eletrônicos tem se intensificado nos últimos anos.
Estes sistemas oferecem diversas vantagens quando
comparados a sistemas de iluminação fluorescente com
reatores magnéticos convencionais. Dentre as principais
vantagens, podem ser citadas: supressão de ruídos audíveis e
de efeito estroboscópico, redução de peso e volume da
estrutura, aumento da eficiência luminosa (lumens/watt) da
lâmpada fluorescente, dentre outras.
Em sua configuração mais comum, o reator eletrônico é
geralmente formado por um estágio retificador de entrada
convencional, composto por uma ponte de diodos e um
elevado filtro capacitivo, acoplado a um estágio inversor
ressonante Half-Bridge clássico operado em freqüências
elevadas [1-3]. No entanto, é fato que reatores eletrônicos
que empregam o estágio retificador convencional
mencionado apresentam reduzido fator de potência,
aproximadamente da ordem de 0,6. Desta forma, com o
intuito de se melhorar o aproveitamento de energia elétrica
por parte destes dispositivos, diversos estágios retificadores
de elevado fator de potência têm sido propostos [4-8]. Em
termos de resultados relacionados ao fator de potência e à
taxa de distorção harmônica da corrente de entrada, as
estruturas que mais se destacam são aquelas compostas por
estágios retificadores chaveados.
De maneira geral, em aplicações monofásicas, o conversor
Boost é a estrutura mais utilizada como estágio retificador
chaveado de elevado fator de potência, em função de sua
simplicidade e da característica de fonte de corrente de sua
alimentação, obtida pela presença do indutor de entrada em
sua estrutura. Entretanto, é preciso lembrar que o conversor
Boost opera somente no modo elevador de tensão, o que
significa que a tensão de barramento CC (Corrente Contínua)
deve possuir um valor superior ao valor de pico da tensão de
alimentação em CA (Corrente Alternada). Portanto, supondose uma aplicação para a faixa universal de tensão de
alimentação (95V a 260V, em valores eficazes), a tensão de
barramento CC do retificador Boost deve ser,
obrigatoriamente, superior a 370V.
Com relação a aplicações de estágios retificadores
chaveados em reatores eletrônicos, a possibilidade de
25
imposição de valores relativamente reduzidos de tensão de
barramento CC permite a utilização de semicondutores de
menor tensão de ruptura para o estágio inversor, podendo
então representar redução de custos associados a estes
componentes. Desta forma, torna-se possível optar por um
conversor Sepic como estágio de retificação do reator, uma
vez que este conversor possibilita a operação tanto no modo
abaixador quanto elevador de tensão. Assim, o valor da
tensão de barramento CC deste estágio pode ser especificado
como sendo superior ou inferior ao valor de pico da tensão
de alimentação em CA. Considerando-se aplicações para a
faixa universal de tensão de alimentação, este fato permite
maior grau de liberdade para o projeto do reator eletrônico,
em relação ao emprego de um estágio retificador Boost.
A operação de dispositivos semicondutores em elevadas
freqüências leva ao aumento das perdas durante os processos
de comutação dos mesmos, podendo acarretar significativas
reduções de rendimento da estrutura. Neste sentido, a
inclusão de técnicas de comutação não-dissipativa pode ser
realizada, visando melhorar a eficiência global da estrutura.
Além da proposição de reatores eletrônicos com fatores de
potência mais elevados, novos estudos têm sido realizados a
respeito da incorporação de controle de luminosidade ao
sistema de iluminação fluorescente [9-13]. O controle de
luminosidade em lâmpadas fluorescentes é capaz de
possibilitar a otimização do consumo deste tipo de sistema de
iluminação, especialmente em ambientes que apresentem
bom aproveitamento de iluminação natural. Basicamente,
duas são as técnicas empregadas para este fim, a saber:
variação da tensão de barramento CC [9 e 11] e variação da
freqüência de comutação do estágio inversor Half-Bridge [10
e 11]. Dentre estas técnicas, a variação da freqüência de
comutação é atualmente a mais difundida, pois representa
uma opção mais simples de implementação, uma vez que a
necessidade de concepção de estágios retificadores capazes
de operar com largas faixas de variação de tensão do
barramento CC acaba limitando a escolha de estruturas e
técnicas de controle adequadas. Dentro deste contexto, um
novo circuito integrado (CI) denominado IR2159 foi
proposto em [12], possibilitando a inclusão de recursos
sofisticados para o controle do inversor Half-Bridge,
abrangendo desde o processo de ignição da lâmpada,
provendo o devido pré-aquecimento dos filamentos dos
eletrodos, até a operação em regime, permitindo o controle
de luminosidade através da técnica de imposição de
defasagem da corrente processada através do conjunto filtro
ressonante + lâmpada fluorescente [12].
A incorporação de técnicas de correção de fator de
potência, células de comutação não-dissipativa e controle de
luminosidade proporciona elevação nos custos associados ao
reator eletrônico, quando em comparação com uma estrutura
L in
I in ( ω t)
convencional. Portanto, com o intuito de minimizar, ou ao
menos reduzir, o custo deste tipo de sistema de iluminação,
foi proposto o conceito de reatores eletrônicos para múltiplas
lâmpadas fluorescentes [13].
Neste sentido, este trabalho apresenta um reator eletrônico
com controle de luminosidade, fator de potência e
rendimento elevados, para múltiplas lâmpadas fluorescentes
tubulares. O estágio retificador do reator proposto é
composto por um retificador Sepic com comutação em
corrente nula (ZCS, Zero-Current-Switching) e modulação
por largura de pulso (PWM, Pulse-Width-Modulated),
controlado através da técnica de valores médios instantâneos
de corrente de entrada. O estágio inversor é composto por um
conversor Half-Bridge e filtros SPLR (Series-Parallel
Loaded Resonant) [1-3], controlado pela técnica de
imposição da defasagem da corrente processada através dos
conjuntos filtro + lâmpada.
II. REATOR ELETRÔNICO PROPOSTO
O reator eletrônico proposto neste trabalho é diretamente
derivado da estrutura apresentada em [14]. As principais
diferenças entre estas estruturas referem-se à célula de
comutação empregada no estágio retificador e à incorporação
de controle de luminosidade ao reator.
A respeito da célula de comutação apresentada em
destaque na Figura 1, quando comparada à célula proposta
em [14], informa-se que o diodo de equalização do ramo
auxiliar (D1) foi retirado de sua posição original (entre os
emissores de S1 e S2, com o cátodo conectado ao emissor de
S1) e posicionado entre os dois indutores ressonantes Lr1 e
Lr2, com seu cátodo conectado a Lr2. Desta forma, nesta nova
configuração, os interruptores S1 e S2 passam a apresentar
referência comum para o pulso de acionamento, eliminando
então a necessidade de circuitos isolados de comando de
gate.
Conforme informado anteriormente, o controle de
luminosidade é obtido através do emprego de um circuito
integrado (CI) especialmente desenvolvido para a função,
denominado IR2159 [12]. Contudo, a aplicação deste
controlador é explorada apenas para sistemas com uma ou,
no máximo, duas lâmpadas fluorescentes. Portanto, como
parte das contribuições deste trabalho, uma aplicação para
seis lâmpadas fluorescentes é apresentada.
A. Retificador Sepic ZCS-PWM
Informa-se que todas as análises relacionadas ao estágio
retificador proposto (condições simplificadoras, etapas de
funcionamento, equações e restrições de operação) são
diretamente derivadas das análises desenvolvidas para a
estrutura apresentada em [14], devido à similaridade entre as
D2
Ce
Io
CONJUNTO N
...
S3
D r1
D r2
V in ( ω t)
L r1
D1
S1
D r3
D r4
L r2
S2
Cr
Lm
Vo
Co
CONJUNTO 2
CONJUNTO 1
L s1 C s1
A
S4
B
V lamp
V AB
L
Â
M
P
C p1
1
Figura 1 – Novo reator eletrônico com elevado fator de potência para múltiplas lâmpadas fluorescentes.
26
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
duas topologias. Na realidade, a alteração na posição do
diodo D1 não acarreta nenhuma mudança na operação do
conversor, mas, como dito anteriormente, representa grande
vantagem por permitir a eliminação da necessidade de
circuitos isolados para comando de gate.
As etapas de funcionamento e as principais formas de
onda do circuito simplificado do retificador proposto são
mostradas na Figura 2. Conforme esta figura, verifica-se que
os interruptores S1 e S2 são comandados à condução em t=t0
e t=t2, respectivamente, sendo que ambos apresentam entrada
em condução do tipo ZCS (corrente nula). Ambos os
interruptores são bloqueados simultaneamente, de forma
ZCZVS (corrente e tensão nulas), durante o intervalo de
tempo destinado à sexta etapa de funcionamento (∆t6). Em
relação aos diodos D1 e D2, verifica-se que ambos são
respectivamente levados à condução em t=t3 e t=t8, com
tensões nulas aplicadas a seus terminais, caracterizando
processos de entrada em condução em ZVS (tensão nula).
Além disto, é possível ainda observar que D1 e D2 não
conduzem conjuntamente a corrente de carga, eliminando
assim a desvantagem das células ZCS-PWM apresentadas
em [15 e 16], quando aplicadas ao conversor Sepic.
B. Inversor Ressonante Half-Bridge
A respeito do clássico inversor Half-Bridge com filtro
SPLR, diversos trabalhos têm sido publicados, analisando
seu princípio de funcionamento e propondo metodologias de
projeto adequadas para a operação com controle de
luminosidade [9-13 e 17]. Neste sentido, a metodologia
proposta em [17] é empregada neste trabalho, devido à
possibilidade de realização de análises bastante apuradas
para a especificação dos elementos do filtro SPLR. É
importante destacar que a aplicação desta metodologia está
diretamente vinculada à escolha de um modelo adequado de
resistência equivalente para a lâmpada fluorescente. Tendo
em vista que a temperatura ambiente possui grande
influência sobre as características de operação da lâmpada
fluorescente, incluindo suas características elétricas, torna-se
necessário então optar por um modelo capaz de incorporar os
efeitos de alterações na temperatura ambiente, permitindo
então a correta avaliação de parâmetros para posterior
especificação dos elementos do filtro SPLR. Dentro deste
contexto, o modelo de lâmpada fluorescente apresentado em
[18] é adotado para o desenvolvimento do projeto do estágio
inversor ressonante Half-Bridge, em conformidade com [17].
V Ce ( ω T i )
V Ce ( ω T i) + V o
I in ( ω T i)
v Cr (t)
t
D1
L r1
V Cr(mín)( ω T i)
S1
L r2
V Ce ( ω T i )
D2
I M ( ω T i)
Cr
I in ( ω T i)
Vo
S2
S1
a
V Ce ( ω T i )
i Lr1 (t)
L r2
I M ( ω T i)
Cr
Vo
S2
a
1 Etapa - [t0, t1]
v S1 (t)
V Ce ( ω T i) + V o
D1
L r1
D2
2 Etapa - [t1, t2]
V Ce ( ω T i )
D2
D2
ZCZVS
I in ( ω T i) + I M ( ω Ti)
t
I in ( ω T i)
I Lr1(mín)( ω Ti)
D1
L r1
i Lr2 (t)
I Lr2(máx)( ω Ti)
S1
v S2 (t)
L r2
I M ( ω T i)
Cr
I in ( ω T i)
Vo
S2
S1
3a Etapa - [t2, t3]
V Ce ( ω T i) + V o
ZCZVS
V Ce ( ω T i )
t
D1
L r1
L r2
I M ( ω T i)
Cr
Vo
S2
4a Etapa - [t3, t4]
V Ce ( ω T i )
D2
D2
I Lr2(mín)( ω Ti)
I in ( ω T i)
V Ce ( ω T i) + V o
I D1(máx)( ω Ti)
v D1 (t)
D1
L r1
L r2
ZVS
i D1 (t)
I in ( ω T i) + I M ( ω Ti)
S1
t
I M ( ω T i)
Cr
I in ( ω T i)
Vo
S2
S1
a
V Ce ( ω T i )
v D2 (t)
L r2
I M ( ω T i)
Cr
Vo
S2
a
5 Etapa - [t4, t5]
V D2(máx)( ω Ti)
D1
L r1
6 Etapa - [t5, t6]
V Ce ( ω T i )
D2
D2
ZVS
V Ce ( ω T i) + V o
I in ( ω T i)
i D2 (t)
I in ( ω T i) + I M ( ω Ti)
D1
L r1
L r2
t
S1
v gS1 (t)
I M ( ω T i)
Cr
I in ( ω T i)
Vo
D1
L r1
S2
S1
a
I M ( ω T i)
Cr
Vo
S2
a
7 Etapa - [t6, t7]
t
L r2
8 Etapa - [t7, t8]
V Ce ( ω T i )
D2
v gS2 (t)
t
t 0 t1 t2
D( ω T i).T i
t3
t4
t7
t9
I in ( ω T i)
D1
L r1
L r2
I M ( ω T i)
Cr
Vo
t5 t6 t 8
∆ t6
S1
S2
Ti
9a Etapa - [t8, t9]
(a)
(b)
Figura 2 – (a) Principais formas de ondas idealizadas, e (b) Etapas de funcionamento do novo retificador Sepic ZCS-PWM com elevado fator
de potência, durante um período genérico de comutação (Ti).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
27
III. METODOLOGIA E EXEMPLO DE PROJETO
O exemplo de projeto é desenvolvido de acordo com os
dados de entrada e saída apresentados na Tabela I.
O projeto do estágio retificador é diretamente derivado de
[14]. Os elementos ressonantes dos filtros SPLR empregados
no estágio inversor Half-Bridge são especificados de acordo
com metodologia apresentada em [17]. Assim sendo, a
Tabela II mostra os parâmetros referentes à implementação
do retificador Sepic ZCS-PWM e do clássico inversor
ressonante Half-Bridge.
Determinados os parâmetros referentes aos estágios
retificador e inversor, procede-se com a especificação dos
circuitos de comando do reator eletrônico proposto.
O controle do estágio retificador é realizado através do CI
UC3854, dedicado à técnica de valores médios instantâneos
de corrente de entrada, sendo que seus parâmetros externos
são determinados de acordo com [19]. Como dito
anteriormente, o estágio inversor Half-Bridge é controlado
pelo CI IR2159, especialmente projetado para o controle de
luminosidade da lâmpada fluorescente através da técnica de
imposição da defasagem da corrente drenada pelo conjunto
filtro + lâmpada. Além disso, o IR2159 provê ainda um
processo adequado de pré-aquecimento dos filamentos dos
eletrodos das lâmpadas fluorescentes. Os parâmetros
TABELA I
Dados de Entrada e Saída do Reator Eletrônico Proposto
Valor eficaz da tensão de alimentação (Vin(ef))
Freqüência de oscilação da rede de alimentação em CA (fCA)
Freqüência de comutação do retificador Sepic (fSepic)
Valor médio da tensão no barramento CC (Vo)
95V a 260V
60Hz
50kHz
250V
Mínimo rendimento adotado para o estágio retificador (η%)
Freqüência de comutação nominal
do inversor Half-Bridge (fHB(nom))
Intervalo de tempo destinado ao pré-aquecimento
Valor pico-a-pico da tensão de ignição da lâmpada
Potência nominal de saída (Po)
(6 lâmpadas fluorescentes F40T12)
Temperatura ambiente (T)
95%
externos deste controlador são especificados a partir de um
programa computacional fornecido pelo fabricante,
denominado Ballast Designer [20].
IV. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
As figuras 3 e 4 mostram fotografias do protótipo
implementado.
As formas de onda da tensão de alimentação e da corrente
de entrada do reator eletrônico são mostradas na Figura 5,
para as situações de máxima e mínima luminosidade do
conjunto de lâmpadas. Os espectros de freqüência da
corrente de entrada são também mostrados na Figura 5.
Informa-se que a condição de máxima luminosidade do
conjunto de lâmpadas está relacionada com o processamento
de aproximadamente 40W em cada uma das seis lâmpadas
fluorescentes. Já a condição de mínima luminosidade é
associada ao menor valor de potência processada através das
lâmpadas fluorescentes, sem que o fenômeno do estriamento
possa ser visualmente detectado [21]. Para as lâmpadas
utilizadas nos ensaios experimentais (GE – F40T12 – Super
Luz do Dia), o fenômeno do estriamento torna-se
visualmente detectável para valores de potência inferiores a
3W através de cada lâmpada. Assim, o limite inferior de
processamento de potência para o conjunto de seis lâmpadas,
responsável pela condição de mínima luminosidade, é
admitido como sendo um valor em torno de 20W.
Adicionalmente, destaca-se que a alimentação do reator
foi realizada por uma fonte de tensão controlada (California
Instruments – 5001i), sendo que a TDH (Taxa de Distorção
Harmônica) da tensão em CA (Corrente Alternada) fornecida
ao reator foi inferior a 0,5%, em todos os ensaios realizados.
50kHz
1s
800V
240W
25oC
TABELA II
Parâmetros de Implementação do Reator Eletrônico
Retificador Sepic ZCS-PWM
0,328
αmáx
0,5
β
f
0,105
Cr
2 // 5,6nF
Lr1
20µH
Lr2
10µH
Lin
5mH
LM
5mH
Ce
2200nF
Co
3 // 330µF
Dr1, …, Dr4
1n5408
S1
HGTP12N60A4D
S2
HGTP7N60A4D
D1, D2
RHRP8100
Inversor Half-Bridge Ressonante
Ls1 = Ls2 = ... = Ls6
835µH
Cs1 = Cs2 = ... = Cs6
180nF
Cp1 = Cp2 = ... = Cp6
6,8nF
S3 , S4
IRF740
28
Figura 3 – Fotografia do protótipo implementado.
Figura 4 – Detalhe do circuito de comando implementado para o
reator proposto.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
vin
iin
2,1%
1,9%
1,7%
1,5%
TDHIin= 2,65%
1,3%
0
FP=0,999
1,1%
0,8%
0,5%
0,4%
0,2%
0,0%
2
6
10
iin: 1A/div; 2ms/div
vin: 50V/div; 2ms/div
(a) Máxima luminosidade
vin
iin
18
22
26
30
34
38
ordem harmônica
(a) Condutor Fase
(b) Condutor Neutro
Figura 6 – Medições de EMI conduzida, sem filtro específico.
1,8%
1,6%
1,5%
1,3%
0
14
1,1%
TDHIin= 4,94%
FP=0,976
0,9%
0,7%
0,5%
0,4%
0,2%
0,0%
2
6
10 14 18 22 26 30 34 38
iin: 1A/div; 2ms/div
ordem harmônica
vin: 50V/div; 2ms/div
(b) Mínima luminosidade
Figura 5 – Formas de onda da tensão de alimentação e corrente de
entrada do reator proposto e espectro harmônico da corrente de
entrada, para diferentes condições de luminosidade.
Com base na Figura 5, é possível observar que a
defasagem angular é praticamente nula entre a corrente de
entrada e a tensão de alimentação, tanto para a condição de
máxima luminosidade quanto para mínima. Associado a este
fato, os reduzidos valores de distorção harmônica das
correntes de entrada fazem com que o fator de potência desta
estrutura seja praticamente unitário, considerando-se a faixa
analisada para a variação de luminosidade do conjunto de
lâmpadas. É possível verificar ainda que a redução da carga
leva a um aumento percentual das componentes harmônicas
de ordem superior na corrente de entrada, além do aumento
do deslocamento angular em relação à tensão de alimentação,
reduzindo o fator de potência da estrutura. Tal fato é
comumente verificado em retificadores Sepic operados no
modo de condução contínua, conforme [22].
Em conjunto com os resultados de FP e TDH, é
importante que o reator proposto enquadre-se ainda em
normas relacionadas à compatibilidade eletromagnética
(EMC, Electromagnetic Compatibility).
Em função do equipamento disponível no Laboratório de
Eletrônica de Potência da Faculdade de Engenharia de Ilha
Solteira (FEIS-UNESP), é possível realizar medições de
ruídos eletromagnéticos conduzidos, cuja banda de
freqüências compreende a faixa entre 150kHz e 30MHz.
Uma vez que o conceito de reator eletrônico para múltiplas
lâmpadas fluorescentes é bastante novo, optou-se por realizar
sua adequação mediante a norma relativa a equipamentos do
tipo fonte chaveada. Portanto, a norma escolhida para a
análise de compatibilidade eletromagnética foi a EN55011,
classe A, grupo 1, destinada a produtos industriais,
científicos ou médicos, utilizados em estabelecimentos nãodomésticos.
A Figura 6 mostra os resultados de medições preliminares
de compatibilidade eletromagnética realizadas antes da
inclusão de filtro específico para ruídos conduzidos de EMI,
na condição de máxima luminosidade do conjunto.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
De acordo com a figura 6, o protótipo projetado não
atende à norma de EMC especificada. Torna-se necessário
então compor um filtro adequado para suprimir o ruído
indesejado. Para tanto, escolhe-se uma das configurações
mais simples de filtro de supressão de EMI, conforme a
Figura 7.
A especificação dos parâmetros do filtro é realizada a
partir do uso de um programa computacional denominado
Westbay Compufilt Lite [23], concebido especificamente para
auxiliar o projeto de filtros para EMI.
Os resultados mostrados na Figura 8 referem-se a
medições realizadas no protótipo implementado, para
máxima luminosidade do conjunto de lâmpadas, após a
inclusão do filtro da Figura 7. Resultados referentes à
condição de processamento de mínima luminosidade são
mostrados na Figura 9. Da análise das Figuras 8 e 9, concluise que o reator passa a atender devidamente às normas de
EMC especificadas.
Vin(ωt)
2 //
680nF
450µH
33nF
33nF
Equipamento
Figura 7 – Diagrama esquemático do filtro de EMI implementado.
(a) Condutor Fase
(b) Condutor Neutro
Figura 8 – Medições de EMI conduzida, após inclusão do filtro,
para máxima luminosidade do conjunto de lâmpadas.
(a) Condutor Fase
(b) Condutor Neutro
Figura 9 – Medições de EMI conduzida, após inclusão do filtro,
para mínima luminosidade do conjunto de lâmpadas.
29
Além do elevado fator de potência e da compatibilidade
eletromagnética, o reator foi concebido para prover uma
operação com elevado rendimento, em função das técnicas
de comutação não-dissipativa empregadas nos estágios
retificador e inversor. Em função da operação com controle
de luminosidade, os resultados referentes ao circuito de
potência do reator são divididos em duas partes, cobrindo
então as faixas de operação de máxima e mínima
luminosidade.
1) Máxima Luminosidade do Conjunto de Lâmpadas
A Figura 10 mostra detalhes das comutações dos
interruptores do estágio retificador, S1 e S2, cujas aquisições
foram realizadas para diferentes valores instantâneos da
tensão de alimentação.
Analisando-se a Figura 10, é possível notar que as
comutações suaves ocorrem adequadamente, conforme
esperado, além de serem preservadas no decorrer de um
período de rede de alimentação em CA, propiciando elevado
rendimento à estrutura.
As formas de onda das correntes processadas através dos
diodos são apresentadas na Figura 11, na qual é possível
notar que os mesmos não conduzem simultaneamente a
corrente transferida à carga.
As formas de onda relacionadas com as comutações dos
interruptores do estágio inversor, S3 e S4, são mostradas na
Figura 12. Nesta figura, constata-se a ocorrência de
comutações do tipo ZVS nos semicondutores empregados no
estágio inversor.
A Figura 13 mostra as formas de onda associadas aos
elementos ressonantes de um dos conjuntos filtro + lâmpada.
Nesta figura é possível notar claramente que o capacitor Cs
se encarrega de barrar o fluxo da componente CC da tensão
aplicada aos pontos A e B da Figura 1 para os terminais da
lâmpada fluorescente.
vS1
vS1
iLr1
0
0
iD1
iD1
0
0
iD2
iD2
0
0
iD1: 2,5A/div; 2µs/div
iD1: 5A/div; 2µs/div
iD2: 5A/div; 2µs/div
iD2: 2,5A/div; 2µs/div
(a) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
(b) Vin(ωt) ≅ 0
Figura 11 – Detalhes das correntes que circulam através de D1 e D2,
para máxima luminosidade.
vS3
vS4
iS3
iS4
0
0
iS3: 2A/div; 2µs/div
iS4: 2A/div; 2µs/div
vS3: 100V/div; 2µs/div
vS4: 100V/div; 2µs/div
(a)
(b)
Figura 12 – Detalhes das comutações nos interruptores S3 e S4, para
máxima luminosidade.
vCs
0
iLs
0
0
iCp
vCs: 50V/div; 5µs/div
iLs: 1A/div; 5µs/div
iCp: 1A/div; 5µs/div
Figura 13 – Formas de ondas das grandezas processadas nos
elementos do filtro ressonante LCC do estágio inversor, para
máxima luminosidade.
iLr1
iLr1: 5A/div; 2µs/div
vS1: 200V/div; 2µs/div
(a) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
iLr2
0
iLr1: 5A/div; 1µs/div
vS1: 200V/div; 1µs/div
(b) Vin(ωt) ≅ 0
vS2
vS2
0
iLr2
iLr2: 5A/div; 2µs/div
iLr2: 5A/div; 2µs/div
vS2: 200V/div; 2µs/div
vS2: 200V/div; 2µs/div
(c) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
(d) Vin(ωt) ≅ 0
Figura 10 – Detalhes de comutações dos interruptores S1 e S2, para
máxima luminosidade.
30
A Figura 14.a mostra as formas de onda de tensão e de
corrente em uma das lâmpadas fluorescentes, enquanto que a
Figura 14.b mostra a tensão sobre uma das lâmpadas durante
seu processo de ignição.
Da figura 14 é possível verificar a operação adequada do
reator, tanto em regime permanente quanto durante a ignição
da lâmpada. Informa-se que o tempo de pré-aquecimento e
ignição resultou relativamente elevado (cerca de 1,5s) em
função de ajustes necessários ao controlador IR2159, com o
intuito de se propiciar a ignição simultânea de todo o
conjunto de lâmpadas fluorescentes.
2) Mínima Luminosidade do Conjunto de Lâmpadas
A Figura 15 mostra os resultados obtidos para as
comutações em S1 e S2, para a condição de processamento de
mínima luminosidade. Conforme esperado, as comutações
nos interruptores S1 e S2 são preservadas durante todo o
período de rede de alimentação em CA.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
0
vlamp
ilamp
vS1
vS1
0
0
iLr1
iLr1
iLr1: 5A/div; 2µs/div
vS1: 200V/div; 2µs/div
(b) Vin(ωt) ≅ 0
iLr1: 5A/div; 2µs/div
vS1: 200V/div; 2µs/div
(a) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
vS2
0
iS3
iS4
0
0
0
vlamp: 200V/div; 200ms/div
vlamp: 50V/div; 5µs/div
(b)
ilamp: 500mA/div; 5µs/div
(a)
Figura 14 – (a) Formas de onda da tensão e corrente em uma das
lâmpadas, para máxima luminosidade, e (b) tensão sobre uma das
lâmpadas, durante a ignição.
iLr2
vS4
vS3
vlamp
iLr2
vS2
0
iLr2: 5A/div; 2µs/div
iLr2: 5A/div; 2µs/div
vS2: 200V/div; 2µs/div
vS2: 200V/div; 2µs/div
(c) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
(d) Vin(ωt) ≅ 0
Figura 15 – Detalhes de comutações dos interruptores S1 e S2, para
mínima luminosidade.
As formas de onda das correntes que circulam através de
D1 e D2 são mostradas na Figura 16, onde é possível observar
que os mesmos preservam a característica de não conduzirem
conjuntamente a corrente de carga.
Em relação ao estágio inversor, as formas de onda das
comutações dos interruptores são mostradas na Figura 17.
Analisando-se esta figura, nota-se que as comutações ZVS
são devidamente preservadas. Comparando-se as Figuras 12
e 17, é possível ainda visualizar a mudança de fase da
iS4: 2A/div; 2µs/div
iS3: 2A/div; 2µs/div
vS3: 100V/div; 2µs/div
vS4: 100V/div; 2µs/div
(a)
(b)
Figura 17 – Detalhes das comutações nos interruptores S3 e S4, para
mínima luminosidade.
corrente processada, fato denotado pela alteração nas
proporções de tempo de circulação da corrente que flui
através do sentido direto e reverso do interruptor.
As formas de onda ressonantes associadas a um dos
conjuntos filtro + lâmpada são mostradas na figura 18. Nesta
figura, é importante notar que as correntes que circulam
através do indutor série (Ls) e através do capacitor paralelo
(Cp) são muito semelhantes. Este fato ocorre porque, com o
aumento da freqüência de comutação do estágio inversor, a
reatância do capacitor Cp tem seu valor reduzido, tornando-se
um caminho preferencial para a corrente, em relação à
lâmpada fluorescente. Além disso, as variações da
característica da lâmpada fluorescente fazem com que sua
resistência equivalente torne-se extremamente elevada para
condições de mínima luminosidade. Assim sendo, torna-se
possível comprovar que o controle de luminosidade, através
da variação da freqüência de comutação do estágio inversor,
impõe uma redistribuição do fluxo de reativos que flui
através do conjunto filtro + lâmpada, conforme [17].
A Figura 19 mostra as formas de onda de tensão e corrente
em uma das lâmpadas fluorescentes, assim como um detalhe
da ignição da mesma. Desta figura, é possível notar a
reduzida corrente que flui através da lâmpada, caracterizando
a redução da potência processada e do grau de luminosidade
emitido. Em relação à ignição da lâmpada, é possível
verificar que quase não há diferenças entre as formas de onda
apresentadas nas Figuras 14.b e 19.b. Tal fato é devido à
forma de operação do controlador IR2159, a qual promove a
ignição para uma condição de máxima luminosidade. O CI
passa a operar na condição de luminosidade ajustada pelo
usuário do sistema somente após o estabelecimento do arco
através da lâmpada fluorescente, garantindo assim as
condições de ignição para quaisquer situações de
luminosidade pré-estabelecidas pelo usuário.
vCs
iD1
iD1
0
0
0
iD2
0
iLs
0
iD2
0
iCp
0
iD1: 2,5A/div; 2µs/div
iD1: 2,5A/div; 2µs/div
vD2: 2,5A/div; 2µs/div
vD2: 2,5A/div; 2µs/div
(a) Vin(ωt) ≅ Vin(pk)
(b) Vin(ωt) ≅ 0
Figura 16 – Detalhes das correntes que circulam através de D1 e D2,
para mínima luminosidade.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
vCs: 50V/div; 5µs/div
iLs: 1A/div; 5µs/div
iCp: 1A/div; 5µs/div
Figura 18 – Formas de ondas das grandezas processadas nos
elementos do filtro ressonante LCC do estágio inversor, para
mínima luminosidade.
31
vlamp
0
ilamp
vlamp
0
vlamp: 200V/div; 200ms/div
vlamp: 50V/div; 5µs/div
(b)
ilamp: 500mA/div; 5µs/div
(a)
Figura 19 – (a) Formas de onda da tensão e corrente em uma das
lâmpadas, para mínima luminosidade, e (b) tensão sobre uma das
lâmpadas, durante a ignição.
Finalmente, informa-se que a condição de aquecimento
dos filamentos dos eletrodos das lâmpadas fluorescentes foi
mantida em níveis recomendados pela ANSI (American
National Standards Institute), conforme [24], durante todo o
processo de controle de luminosidade. Adicionalmente, o
fator de crista da corrente através da lâmpada fluorescente
apresenta valores entre 1,35 (para a condição nominal) e 1,5
(para a condição de mínima luminosidade do conjunto de
lâmpadas), adequando-se às exigências para manutenção do
tempo de vida útil das lâmpadas (fator de crista com valor
inferior a 1,6).
V. CONCLUSÕES
Neste artigo foi apresentado um reator eletrônico com
controle de luminosidade, destinado a sistemas de iluminação
com múltiplas lâmpadas fluorescentes.
O estágio retificador é composto por um conversor Sepic
ZCS-PWM, controlado pela técnica de valores médios
instantâneos de corrente de entrada. Os resultados obtidos
experimentalmente para a taxa de distorção harmônica da
corrente de entrada e para o fator de potência da estrutura,
considerando-se a faixa de variação de luminosidade imposta
ao conjunto de lâmpadas fluorescentes, permitem verificar o
excelente aproveitamento de energia elétrica deste reator.
As análises de compatibilidade eletromagnética realizadas
para o reator mostram que os primeiros resultados obtidos
violam a norma EN55011 – classe A – grupo 1, fazendo com
que seja necessária a adição de um filtro de EMI à
estrutura. O projeto deste filtro é desenvolvido através do
emprego de um programa computacional, simplificando
assim a especificação de todos os elementos do filtro. O
resultado final, alcançado após a inclusão do filtro, atende
plenamente à norma especificada.
Além disso, a célula de comutação suave empregada no
estágio retificador proposto permite que a entrada em
condução dos interruptores controlados ocorra de forma
ZCS, enquanto que o bloqueio dos mesmos é desenvolvido
de forma ZCZVS. Adicionalmente, informa-se que os diodos
de equalização e de saída da célula desempenham processos
de entrada em condução do tipo ZVS, além de apresentar
reduzidos efeitos de recuperação reversa sobre os
interruptores controlados. Verifica-se ainda que os processos
de comutação dos dispositivos semicondutores são mantidos
durante todo o período da rede de alimentação em CA.
Em relação ao circuito inversor utilizado no reator,
conclui-se que a entrada em condução dos interruptores
32
ocorre de forma ZVS, conforme esperado. O filtro ressonante
empregado promove uma ótima estabilização da corrente
fornecida à lâmpada. A adaptação do controlador IR2159 a
aplicações em sistemas de iluminação com múltiplas
lâmpadas fluorescentes é considerada muito bem-sucedida. O
controle de luminosidade é devidamente verificado em todas
as lâmpadas alimentadas pelo sistema, sem que haja nenhum
comprometimento da estabilidade do mesmo.
Em síntese, tem-se neste trabalho o desenvolvimento de
um reator eletrônico para múltiplas lâmpadas fluorescentes
tubulares, com completo controle do nível de luminosidade,
elevado fator de potência e atendimento às normas de
compatibilidade eletromagnética especificadas.
AGRADECIMENTOS
Os autores gostariam de agradecer à FAPESP e ao CNPq
pelo apoio concedido ao presente trabalho.
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Systems”, IEEE Transactions on Industry Applications,
vol. 35, no. 6, pp. 1271-1276, November / December,
1999.
DADOS BIOGRÁFICOS
Fabio Toshiaki Wakabayashi, nascido em Jales (SP), em Julho
de 1974, é engenheiro eletricista (1996) formado na
Universidade Estadual Paulista – Faculdade de Engenharia de
Ilha Solteira (UNESP-FEIS, Ilha Solteira (SP)). Obteve os
títulos de mestre (1998) e doutor (2003) em Engenharia Elétrica
nesta mesma instituição, tendo desenvolvido seus trabalhos no
Laboratório de Eletrônica de Potência. Suas áreas de interesse
abrangem técnicas de comutação não-dissipativa, fontes de
alimentação chaveadas, qualidade de energia elétrica e reatores
eletrônicos para iluminação.
Carlos Alberto Canesin, nascido em Lavínia (SP), em 1961, é
engenheiro eletricista (1984) pela Universidade Estadual
Paulista – Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira (UNESPFEIS, Ilha Solteira (SP)), mestre (1990) e doutor (1996) em
Engenharia Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina
– Instituto de Eletrônica de Potência (UFSC-INEP),
Florianópolis (SC). Atualmente é professor adjunto efetivo do
Departamento de Engenharia Elétrica (DEE) da UNESP-FEIS.
Suas áreas de interesse incluem técnicas de comutação nãodissipativa, conversores CC/CC, fontes de alimentação
chaveadas, reatores para iluminação e técnicas de correção do
fator de potência.
33
34
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE COM VARIAÇÃO
AUTOMÁTICA DE LUMINOSIDADE E DETECÇÃO DE PRESENÇA
EMPREGANDO MICROCONTROLADOR
Alexandre Campos, Alexandre L. Michel, Douglas Pappis e Ricardo N. Prado
GEDRE – PPGEE - Universidade Federal de Santa Maria
CEP 97105-900 Santa Maria - RS
Brasil
e-mail: [email protected]
Resumo - Este artigo descreve um reator eletrônico
com capacidade de variação automática de luminosidade
e controle de presença aplicado a lâmpadas fluorescentes.
Emprega-se comando auto-oscilante e microcontrolador
de baixo custo. A proposta é de um reator que una a
eficiência e simplicidade do comando auto-oscilante com
a flexibilidade proporcionada por um microcontrolador,
obtendo o máximo aproveitamento da luminosidade
natural. O controle automático da potência na lâmpada é
realizado através da variação da freqüência de
comutação de um conversor half-bridge com comando
auto-oscilante, utilizando o microcontrolador para o
monitoramento e controle. O conversor alimenta uma
lâmpada fluorescente de 40 W a partir de uma tensão de
alimentação de 110 V, 60 Hz. O artigo inclui análise e
descrição do sistema proposto, bem como resultados
experimentais para a demonstração de seu desempenho.
Palavras-Chave – auto-oscilante, microcontrolador.
ELECTRONIC BALLAST WITH
AUTOMATIC LUMINOUS VARIATION
AND PRESENCE DETECTION USING
MICROCONTROLLER AND SELFOSCILLATING COMMAND
Abstract –This paper proposes a self-oscillating
electronic ballast illumination system controlled by a low
cost microcontroller. The microcontroller is used to
detect presence and to measure the level of illumination
in the environment. The dimming feature is achieved by
displacing the operating frequency away from the system
resonant frequency, which is done by varying the
resistance in the gate driver circuit. The ballast feeds a
40W fluorescent lamp, being supplied by 110V, 60Hz.
The paper includes an analysis of the proposed
illumination system and its design. Experimental results
are included to demonstrate the feasibility of the
proposed system.
Keywords – microcontroller, self-oscillating. 1
Artigo Submetido em 17/07/2003. Primeira Revisão em 24/09/2003.
Aceito sob recomendação do Editor Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
I. INTRODUÇÃO
Atualmente, sistemas de lâmpadas fluorescentes
empregando reatores eletrônicos são usados em iluminação
artificial por proporcionarem melhor eficiência luminosa
(Lm/W) [1]. Esses reatores operam em alta freqüência, o que
os torna mais leves, menores, sem ruído audível e
proporcionam maior vida útil à lâmpada se comparados com
reatores eletromagnéticos convencionais, os quais operam
em 60 Hz e requerem um dispositivo de grande volume para
limitar a corrente. As lâmpadas fluorescentes que operam
com reatores eletromagnéticos em 60 Hz apresentam
cintilamento com freqüência de 120 Hz e cerca de 33% de
decréscimo da luminosidade [2] e [3].
Este trabalho apresenta um reator eletrônico robusto, de
baixo custo, com controle automático da potência na
lâmpada através da variação da freqüência de comutação de
um conversor half-bridge com comando auto-oscilante, de
acordo com o nível de intensidade luminosa ambiente e
controle de presença.
O protótipo implementado utiliza um microcontrolador de
baixo custo para o monitoramento e controle do sistema de
iluminação. O uso de microcontroladores em sistemas de
iluminação pode ser visto em [4], [5], [6] e [7], porém, em
nenhum dos casos é utilizado comando auto-oscilante. O
sistema proposto une a simplicidade e eficiência do comando
auto-oscilante com a flexibilidade proporcionada por um
microcontrolador.
Para descrever o sistema, o artigo é organizado da
seguinte maneira: a seção II apresenta uma breve descrição
do sistema de iluminação; a seção III mostra o reator
eletrônico auto-oscilante e sua possibilidade de dimerização;
já a seção IV descreve o comando microprocessado, com os
componentes e sensores utilizados; a seção V descreve as
diversas partes do algoritmo de controle; a seção VI mostra
as principais equações de projeto; a VII os resultados
experimentais e, finalmente na seção VIII, uma conclusão
sobre o trabalho é apresentada.
II. BREVE DESCRIÇÃO DAS CARACTERÍSTICAS DO
SISTEMA DE ILUMINAÇÃO
O sistema de iluminação proposto tem como principais
funções o controle da intensidade luminosa e detecção de
presença automáticos através de um microcontrolador
influindo no comando auto-oscilante. O diagrama de blocos
deste reator pode ser visto na Figura 1. Um sistema com
detecção de presença é indicado para ambientes em que seja
35
Fig. 1. Diagrama de blocos do sistema de iluminação.
interessante um comando automático da iluminação, sem
interruptores, de modo a proporcionar conforto e economia
de energia, ou mesmo locais com passagens esporádicas de
pessoas.
O microcontrolador é utilizado para a interpretação do
sinal dos sensores (presença e luminosidade) e controle do
reator. Além disso, é utilizado um circuito auxiliar que
proporciona o controle da intensidade luminosa e o
desligamento do circuito, fazendo a interface entre o
microprocessador e o inversor, onde um conversor halfbridge e um filtro LCC ressonante alimentam a lâmpada.
Portanto, o sistema aciona a lâmpada, temporizando seu
funcionamento, e decide a potência conforme intensidade
luminosa ambiente. Dessa forma, o reator proporciona
excelente economia de energia.
III. REATOR ELETRÔNICO AUTO-OSCILANTE
A Figura 2 mostra o conversor half-bridge auto-oscilante
apresentado em [8] e [9], onde é definida uma metodologia
de projeto e demonstrado as condições necessárias para
operar com dimming. Isso possibilita determinar os
parâmetros do circuito auto-oscilante de forma correta, para a
freqüência de auto-oscilação desejada em projeto.
A. Reator eletrônico auto-oscilante tradicional
O funcionamento do reator eletrônico auto-oscilante
baseia-se na realimentação da corrente ressonante
proveniente do filtro LCC por meio de um transformador de
corrente (CT). Os enrolamentos secundários do CT são
conectados de forma complementar nos gates dos Mosfets,
como é mostrado na Figura 2, desconsiderando o braço BD.
Fig. 2. Reator eletrônico auto-oscilante.
36
A representação do circuito de gate pode ser feita
substituindo o transformador de corrente CT por uma fonte
de corrente senoidal iS em paralelo com a sua indutância
magnetizante Lm e aproximando o diodo zener por uma fonte
de tensão ideal constante com tensão VZ.
A partir dessas aproximações, pode-se considerar a
corrente magnetizante iM no indutor Lm crescendo
linearmente e a corrente do filtro LCC refletida iS senoidal.
Assim, a corrente zener iZ é constituída pela corrente iM e
corrente ressonante iS, o que determina a polaridade da fonte
de tensão VZ, como é mostrado na Figura 3.
Quando iZ torna-se zero nos instantes t1, t2 e t3, haverá
troca de polaridade da tensão sobre o diodo zener, como
pode ser observado na Figura 3. Essa mudança de polaridade
no diodo zener resulta na troca de estado dos interruptores.
Deste modo, verifica-se que a indutância magnetizante Lm e
as tensões dos diodos zener são os elementos de maior
influência na freqüência de operação do reator.
B. Reator eletrônico auto-oscilante com dimming
Como iZ determina a freqüência de operação do reator e é
dependente de VZ e Lm, para variar a freqüência, basta alterar
VZ ou Lm. No entanto, VZ e Lm são elementos que não
permitem alteração durante o funcionamento do reator.
Assim, resta a alternativa de variar iZ por meio de um circuito
adicional (braço BD), mostrado na Figura 2. A variação da
freqüência de operação, dessa forma, fica restrita a mudança
da fase de iZ, possibilitada pelo braço BD.
A utilização de um circuito LR série pode ser adequada
para a formação do braço BD, pois permite o aumento da
inclinação da corrente resultante ID através da diminuição do
valor de resistência do resistor série. Como essa mudança
altera o período em que ocorre a troca de estado, ocorre um
aumento da freqüência de comutação. Portanto, quanto
menor o resistor Rd. maior será a influência de IBD e,
conseqüentemente, maior a freqüência de operação do
conversor, alterando o ganho do filtro e reduzindo a potência
na lâmpada.
IV. COMANDO MICROPROCESSADO
O reator auto-oscilante com dimming mostrado na seção
anterior pode ser automatizado através da introdução de um
microcontrolador de baixo custo Motorola®MC68HC908JK1
no circuito, influenciando no comando. O microcontrolador
detecta a presença e sensora a intensidade luminosa do
Fig. 3. Formas de onda no comando auto-oscilante.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
ambiente, controlando o estado (ligado ou não) do conversor
e a potência na lâmpada.
A. Circuito auxiliar
Com a introdução do microcontrolador no circuito do
reator eletrônico auto-oscilante, tornou-se necessária a
inclusão de um circuito auxiliar que faça a interface entre os
mesmos.
A Figura 4 mostra o circuito completo do sistema de
iluminação proposto. O microcontrolador gera uma forma de
onda quadrada com freqüência variável entre 4 kHz e 8 kHz.
O sinal é amplificado em T1 e isolado em Tr1. O capacitor
C2 é um filtro que torna a forma de onda contínua para ser
aplicada à base de T2 de modo que esse opere na região
linear. Assim, o transistor T2 atua como um resistor variável
dependente da corrente na base para o controle bidirecional
de IBD e, conseqüentemente, o controle da potência na
lâmpada.
Para o desligamento do reator eletrônico auto-oscilante, é
utilizado o foto-transistor T3 que zera a tensão no secundário
do transformador de corrente (CT), parando a oscilação do
comando.
O conjunto microcontrolador e circuito auxiliar foram
projetados para ter a menor influencia possível sobre o
conversor, visto que se o microcontrolador fosse retirado do
circuito o conjunto reator-lâmpada continuaria funcionando
na potência nominal, mantendo a confiabilidade
característica do reator eletrônico auto-oscilante.
B. Microcontrolador
O microcontrolador usado no sistema de iluminação é
Motorola® MC68HC908JK1 de 8 bits, escolhido
principalmente por possuir baixo custo e ser robusto. Suas
principais características são: memória flash de 1,5 kbyte,
encapsulamento de 20 pinos, conversores A/D internos e
freqüência de operação até 8 MHz. As principais tarefas
desempenhadas pelo microcontrolador são: monitoramento
de presença, leitura de intensidade luminosa, geração de
forma de onda quadrada para o circuito auxiliar, sinal de
habilitação para o transistor que controla o funcionamento do
comando auto-oscilante.
C. Fonte auxiliar
A fonte auxiliar implementada para alimentar o
microcontrolador, os sensores e o circuito auxiliar é mostrada
na figura 5.
D. Sensoriamento
Utilizou-se sensoriamento de presença e de luminosidade.
1) Sensor de luminosidade
É utilizado um LDR (resistor dependente da luz), que tem
a capacidade de variar a sua resistência elétrica de acordo
com a luminosidade incidente, auxiliado por um divisor de
tensão, mostrado no circuito da Figura 6. Os valores de
tensão obtidos conforme intensidade luminosa ambiente são
lidos através de conversor A/D, interno no microcontrolador.
Fig. 4. Circuito completo do sistema de iluminação.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
37
Fig. 7. Circuito do sensor de presença.
Fig. 5. Fonte auxiliar.
2) Sensor de presença
É utilizado um sensor do tipo passivo por infravermelho,
PIR, o qual lê a intensidade da radiação infravermelha
emitida pelo ambiente. A radiação lida varia quando um
objeto de temperatura diferente da temperatura ambiente é
inserido no campo de “visão” do sensor, detectando, então,
presença. O sensor é do tipo comercial, com compensação de
temperatura, podendo ser adaptado a diferentes ambientes
através da regulação de sua sensibilidade de detecção. Para
uma adaptação do sistema de detecção de presença a um
ambiente onde pequenas variações na emissão de raios infravermelhos devem ser interpretados como presença de
pessoas, aumenta-se a sensibilidade de leitura do sensor. O
microcontrolador reconhece o sinal do sensor através da
geração de uma interrupção por pino externo. A alimentação
para o sensor é obtida da fonte auxiliar do sistema. O circuito
é mostrado na figura 7.
quando é esperado novamente o sinal de presença.
Para que o microcontrolador possa desempenhar
satisfatoriamente as tarefas acima listadas, foi realizado em
assembly um programa conforme fluxograma mostrado na
Figura 8, cujos blocos estão detalhados:
1) Inicialização do sistema:
É um bloco onde são previamente configurados os
registradores, as portas I/O e o conversor A/D.
2) Leitura de presença:
Tem a finalidade de detecção de presença, que é relizada
E. Algoritmo de controle
Na lógica do programa, primeiramente é esperado sinal do
sensor de presença, sem o qual não é habilitado o comando
auto-oscilante. Se verificada presença, será adquirida
informação sobre luminosidade. O valor é comparado com
uma referência e o comando auto-oscilante é habilitado. Para
a interpretação dos níveis de luminosidade, é inserida no
microcontrolador uma tabela com valores, relacionando
freqüência do sinal de onda quadrada gerado para o circuito
auxiliar, freqüência de comutação do conversor e potência na
lâmpada. A potência na lâmpada após a sua ignição é
estabelecida de acordo com a intensidade luminosa ambiente.
O sistema de iluminação é desligado por temporização,
Fig. 6. Circuito do sensor de luminosidade.
38
Fig. 8. Fluxograma de programação.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
através da geração de uma interrupção por pino externo caso
seja detectada presença, proveniente do sinal do PIR.
3) Leitura de luminosidade:
Tem a função de leitura e conversão em digital do sinal
proveniente do LDR, o que possibilita a interpretação da
luminosidade.
4) Inicializar a lâmpada:
Faz com que a lâmpada seja ligada, habilitando o
comando auto-oscilante.
5) Ajuste de luminosidade:
Tem a função de interpretar a informação de luminosidade
adquirida anteriormente através de uma tabela comparativa e,
a partir disso, gerar um sinal de onda quadrado com
freqüências entre 4 kHz e 8 kHz para atuar no circuito
auxiliar e influenciar no comando para, então, adequar a
intensidade luminosa da lâmpada.
6) Iniciar temporização:
Faz a temporização estipulada para lâmpada permanecer
ligada. Além disso, se novamente detectada presença, a
temporização será reiniciada sem a alteração da intensidade
luminosa da lâmpada.
7) Desligar lâmpada:
Finaliza a operação do conversor, desligando o comando
caso o tempo tenha chegado ao fim. Então, se inicia um novo
ciclo do programa, retornando ao bloco leitura de presença.
V. PRINCIPAIS EQUAÇÕES DE PROJETO
O projeto pode ser dividido em: projeto do filtro LCC
série-paralelo ressonante e projeto dos componentes do
comando.
A. Projeto do filtro LCC série-paralelo ressonante
O filtro LCC série-paralelo ressonante é composto pelo
capacitor série ressonante CS, capacitor paralelo ressonante
CP, indutor ressonante L e lâmpada, alimentado por uma
forma de onda quadrada, gerada pelo comutação do inversor
half-bridge. Dessa forma, a alimentação do filtro ressonante é
representada por uma fonte de tensão quadrada VS(t),
conforme mostrado na Figura 9.
Na execução do projeto do filtro, é feita a aproximação
fundamental que consiste em utilizar somente a componente
fundamental da forma de onda VS(t), sendo seu valor médio
quadrático, V, definido pela expansão em série de Fourier:
Vrms =
VPP ⋅ 2
π
Pode-se, então, determinar a potência real P entregue à
lâmpada através de (1) e (2), considerando o modelo resistivo
equivalente da lâmpada fluorescente:
V 2
P = Re rms
 Z



(3)
Para o projeto, é determinado o ângulo de fase da
impedância do filtro φ, o qual é dado por:
[ ((
)(
)
φ = tan−1 ωR−1 L − CS−1ω−2 1 + CP2 R2ω2 − R2CP
)]
(4)
De (4), é definido o termo X, dado por:
X = tan (φ )
(5)
Substituindo (5) por (3) e (4) e efetuando simplificações, o
projeto de CP fica determinado por:
L(φ ) =
R tan(φ )ω−1 + CP (φ ) R 2
1
+
2 2
2
1 + ω CP (φ )R
CS ω 2
(6)
Substituindo (3), (4), (6) e CS por um valor de projeto em
(5) o indutor ressonante L é determinado em função do
ângulo de fase φ, definido em (7)./
P (φ ) =
(
2
Vrms
R 1 + ω 2C P2 (φ ) R 2
)


1 
 1 + ω 2C P2 (φ ) R 2 − R 2C P (φ )
R 2 + ω 2  L (φ ) −
2 
C
ω
S



(
)
(7)
Com a finalidade de adequar a tensão de ignição da
lâmpada e garantir a potência nominal em regime
permanente, o ângulo φ é obtido graficamente a partir do
gráfico da potência em função de φ mostrado na figura 10,
considerando a potência na ignição em regime permanente.
Dessa forma, os procedimentos de projeto garantem a
operação eficiente da lâmpada com formas de onda
senoidais, reduzida taxa de distorção harmônica e baixo fator
de crista.
B. Projeto dos componentes do comando
Para o projeto dos elementos do comando (Lm, Ld) foi
usado o procedimento mostrado em [8] e [9].
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Nesta seção, são apresentados resultados experimentais
para uma lâmpada fluorescente tubular de 40 W, nas figuras
11 e 12, e os parâmetros do circuito, na Tabela I.
(1)
Onde:
VPP - valor de pico a pico de VS(t).
A impedância do filtro ressonante Z é determinada pela
análise fasorial de circuitos alternados:
Z=

R2CPω 
R
1 
−
+ j Lω−
2 2 2

(1+CPR ω )  CSω (1+CP2R2ω2 )
(2)
Onde:
ω - freqüência angular de comutação.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 10. Gráfico da potência na lâmpada em função do ângulo de
fase da impedância do filtro φ./
39
(a)
(a)
(b)
(b)
(c)
(c)
(d)
Fig. 11. Tensão e corrente na lâmpada (50 V/div; 200 mA/div;
12.5us/div)- (a) 34 W (b) 30 W (c) 20 W (d) 10 W.
40
(d)
Fig. 12. Tensão e corrente no interruptor S1 (ZVS) (50 V/div;
200 mA/div; 12.5us/div)- (a) 34 W (b) 30 W (c) 20 W (d) 10 W.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
TABELA I
Parâmetros Resumidos
Tensão de entrada
Potência de saída
Freqüência
CS
CP
L
Lm to LR
DZ1,DZ2,DZ3,DZ4
Diac
RQ
CQ
RM
D5
S1, S2
D1,D2,D3,D4
Lamp
CB
Ld
Microcontrolador
T1
T2
T3
D6 - D16
DZ5
R1
R2
R 3, R 4
R5
R6
C1
C 2, C 3
C 4, C 5
Tr1
Especificação
Vin=110 V, 60Hz
P=40 W
F=40 kHz
Filtro Ressonante
147nF/250 Vac
10 nF/600 Vac
800 µH, 150 voltas, EE20 IP6 Thornton
Comando
688 µH, 2/12/12 voltas, T15 IP6 Thornton
Diodo Zener12 V
DB3
220 kΩ/1/8W
100nF / 63 V
470 kΩ/1/8W
UF4007
IRF740
1N4004
Lâmpada 40W, Osram-F40
100 µF / 200Vdc
460uH
Circuito Auxiliar
Motorola® MC68HC908JK1
2N2222, transistor bipolar
TIP 122, transistor bipolar
4N33
1N4148
Zener Diode 12 V
100 kΩ/1/8W
100 Ω/1/8W
330 Ω/1/8W
8,2 kΩ/1/8W
40 kΩ/1/8W
1 nF / 63 V
33 µF / 100 V
2,2 µF / 200 V
T10 IP6 Thornton
A Figura 11 mostra formas de onda de tensão e corrente
senoidais na lâmpada para diversos valores de potência.
Observa-se a capacidade do sistema de variar a potência na
lâmpada. Além disso, observa-se que, para os diferentes
níveis de potência, o sistema mantém tensão e corrente em
fase. Já as formas de onda da Figura 12 mostram a tensão
entre os terminais dreno e source e a corrente de dreno do
interruptor S1 para os níveis da potência, demonstrando
comutação suave para toda a faixa. Essa característica é
demonstrada nas formas de onda, uma vez que pode ser
observado que a freqüência de operação do inversor é
superior à freqüência natural do filtro ressonante. Assim, a
corrente do filtro ressonante é atrasada em relação à tensão,
fazendo com que o diodo intrínseco do mosfet entre em
condução. Essa corrente é representada na forma de onda
pela porção negativa de corrente. O rendimento medido do
conversor é de 95% e o fator de crista na lâmpada é 1,52. A
figura 13 mostra uma fotografia digital do protótipo do
sistema.
VI. CONCLUSÕES
Este artigo descreveu um sistema de iluminação eletrônico
de baixo custo, simplicidade, eficiência e possibilidade de
aplicação em diversos ambientes.
A aplicação de microcontroladores para a automação de
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 13. Fotografia digital do protótipo do sistema./
reatores eletrônicos através de sensoriamento e controle é
vantajosa se for comparada a circuitos analógicos para o
mesmo fim. Além disso, o emprego do comando autooscilante com auxílio de microcontrolador torna o circuito
robusto por não necessitar de comando diretamente do
microcontrolador
nos
interruptores,
proporcionando
independência entre o processador e o conversor. Assim,
podem ser feitas alterações somente em software, adaptando
o reator para diversos tipos de aplicações e proporcionando
grande flexibilidade ao sistema sem necessidade de
alterações no circuito.
Portanto, o sistema proposto une a simplicidade do
comando
auto-oscilante
e
a
flexibilidade
do
microprocessador com o objetivo de economizar energia.
AGRADECIMENTOS
Este projeto está sendo financiado pelo CNPq (processo
551439/01-7).
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
[1] R. N. do Prado, S. A. Bonaldo, and D. S. Greff. “A high
power factor flyback-half-bridge electronic ballast whit
dimming feature”, in Proc. of IEEE IAS, vol. 03, pp.
2082-2088, 1998.
[2] E. E. Hammer. “High frequency characteristics of
fluorescent lamps up to 500 kHz”, Journal of the
Illuminating Engineering Society, pp. 52-61, winter
1987.
[3] E. E. Hammer, T. K. McGowan. “Characteristics of
various F40 fluorescent systems at 60 Hz and high
frequency”,
IEEE
Transactions
on
Industry
Applications, vol. 21, no. 1, pp.11-16, January/February
1985.
[4] T-F. Wu, T-H. Yu, and Y-J. Wu. “A microprocessorbased toggle-control lighting system”, IEEE Transaction
on Industrial Electronics, vol. 45, no. 3, pp.525-528,
June 1998.
[5] T-F. Wu, T-H. Yu, J-C. Hung, and H-P. Yang. “Analysis
and design of dimmable electronic ballast for fluorescent
lamps using fuzzy controller”, in Proc. of IEEE APEC,
vol. 02, pp.648-654, 1996.
[6] J. M. Alonso, P. J. Villegas, J. Díaz, C. Blanco, and M.
Rico. “A microcontroller-based emergency ballast for
41
fluorescent lamps”, IEEE Transaction on Industrial
Electronics, vol. 44, no. 02, pp.207-215, April 1997.
[7] R. Hausmann, A. J. Perin, and R. L. Alves,
“Microcontrolled electronic ballast for fluorescent lamps
with high power factor, controlled Luminescence and
Presence Detection”, in Proc. of COBEP, pp. 847-852,
2001.
[8] R. N. do Prado, A. R. Seidel, F. E. Bisogno, and R. K.
Pavão. “A design method for electronic ballast for
fluorescent lamps”, in Proc. of IECON, vol. 04, pp.22792284, 2000.
[9] R. N. do Prado, A. R. Seidel, F. E. Bisogno, R. K.
Pavão, and H. Pinheiro. “Self-Oscillating dimmable
electronic ballast”, in Proc. of IECON, vol. 02, pp.10381043, 2001.
DADOS BIOGRÁFICOS
Alexandre Campos, Alexandre Campos, nascido em
11/06/1959 em Criciúma (SC) obteve o título de Engenheiro
Eletricista pela Universidade Federal de Santa Maria UFSM, em 1981, e os títulos de mestre em Engenharia
Elétrica pela Universidade Federal de Santa Catarina em
1986 e Ph.D. em Engenharia Elétrica pela Concordia
University em 1994. Entre 1983 e 1991 foi professor junto ao
Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade do
Estado de Santa Catarina, em Joinville. Desde 1991 é
professor adjunto no Departamento de Eletrônica e
Computação da UFSM. É membro do IEEE, da SBA e da
SOBRAEP. Atualmente, atua como pesquisador no Grupo de
Estudo e Desenvolvimento de Reatores Eletrônicos, e como
coordenador do Grupo de Desenvolvimento em Engenharia
Elétrica, na mesma universidade. Suas áreas de interesse são
processamento de sinais, sistemas lógicos, compensadores
estáticos, reatores eletrônicos, qualidade de energia e
42
eficiência luminosa, e empreendedorismo em engenharia.
Alexandre Luís Michel, nascido em 17/07/1976 em Ijuí
(RS) obteve o título de Engenheiro Eletricista em 2000 pela
Universidade Regional do Noroeste do Estado do Rio Grande
do Sul e o título de Mestre em Engenharia Elétrica pela
Universidade Federal de Santa Maria em 2002. Suas áreas de
interesse são microcontroladores, lâmpadas fluorescentes,
reatores eletrônicos dimerizáveis.
Douglas Pappis, nascido em 14/07/1982 em Sobradinho
(RS), estudante do curso de Engenharia Elétrica na
Universidade Federal de Santa Maria. Atualmente é
pesquisador no Grupo de Estudo e Desenvolvimento de
Reatores Eletrônicos nesta mesma universidade. Suas áreas
de interesse são sistemas inteligentes de iluminação,
qualidade de energia, eletrônica de potência, e sistemas de
controle eletrônicos.
Ricardo Nederson do Prado, nascido em 22/04/1960 em
Itapiranga (SC) obteve o título de Engenheiro Eletricista pela
Universidade Federal de Santa Maria, em 1984, e os títulos
de mestre e doutor em Engenharia Elétrica pela Universidade
Federal de Santa Catarina em 1987 e 1993, respectivamente.
Entre 1987 e 1992 foi professor assistente junto ao
departamento de Eletrônica da Universidade Federal de
Minas Gerais. A partir de 1993 é professor adjunto no
Departamento de Eletrônica e Computação da Universidade
Federal de Santa Maria. É membro do IEEE, da SBA e
membro fundador da SOBRAEP. Atualmente é responsável
pelo Grupo de Estudo e Desenvolvimento de Reatores
Eletrônicos. Suas áreas de interesse são sistemas
dimerizáveis e reatores eletrônicos para lâmpadas
fluorescentes e de alta pressão, qualidade de energia e
eficiência luminosa.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SISTEMAS ELETRÔNICOS PARA LÂMPADAS DE VAPOR DE SÓDIO DE
ALTA PRESSÃO
Anderson Soares André e Arnaldo José Perin
INEP – Instituto de Eletrônica de Potência
Departamento de Engenharia Elétrica
Universidade Federal de Santa Catarina
CEP 88040-970, C.P. 5119, Florianópolis - SC
Brasil
E-mail: [email protected] - [email protected]
Resumo - O objetivo deste artigo é apresentar aspectos
relevantes para projeto e desenvolvimento de reatores
eletrônicos que operem lâmpadas de vapor de sódio de
alta pressão em alta freqüência, sem excitar o fenômeno
da ressonância acústica. Apresentar-se-á um breve estudo
a respeito da lâmpada e dos principais meios de excitação
do fenômeno. Segue-se uma discussão sobre circuitos de
ignição e circuitos inversores.
Palavras-Chave – lâmpada de vapor de sódio, reator
eletrônico, ressonâncias acústica.
HIGH-PRESSURE SODIUM LAMPS
ELECTRONIC BALLASTS
Abstract – The objective of this paper is shown relevant
aspects about electronic ballasts for high-pressure
sodium lamps design procedure eliminating acoustic
resonance excitation. A study about lamp and acoustic
resonance phenomenon is presented. Electronic circuits
able to ignite and supply a suitable current to the lamp
are presented.
1
Keywords – acoustic resonance, electronic ballast, highpressure sodium lamp.
I. INTRODUÇÃO
As lâmpadas de descarga elétrica são aquelas em que o
fluxo luminoso é gerado a partir da passagem da corrente
elétrica em um gás, mistura de gases ou vapores. Este tipo de
lâmpada é normalmente mais eficiente que as lâmpadas
incandescentes porque a sua radiação é obtida em regiões de
espectro de temperatura maior que àquelas que se pode obter
com filamentos sólidos. Além disso, a emissão do corpo
negro, que é a máxima possível, está mais voltada para as
radiações ultravioleta que para as radiações infravermelhas
(IR). As descargas emitem de forma mais seletiva que o
tungstênio e menos energia é desperdiçada com emissão da
IR [1].
Uma das lâmpadas de descargas mais comuns na
atualidade é a lâmpada fluorescente, que nada mais é que
uma lâmpada de mercúrio de baixa pressão, na qual a maior
Artigo Submetido em 18/07/2003. Primeira Revisão em 29/09/2003. Aceito
sob recomendação do Editor Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
parte da luz é emitida por uma camada de material
fluorescente que reveste o tubo internamente, excitada pela
radiação ultravioleta gerada pela descarga [2]. Nessas
lâmpadas, a quase totalidade de seu comprimento é ocupada
por um plasma muito uniforme chamado coluna positiva e é
esta a região que produz radiação com alta eficiência.
Caso a pressão da lâmpada seja aumentada, a temperatura
do gás também sobe e, eventualmente em pressões próximas
a uma atmosfera, a temperatura do gás aproxima-se da
temperatura do elétron, o que leva a um grande gradiente de
temperatura. O fluxo de calor gerado limita a eficiência da
radiação em torno de 60% [1]. Lâmpadas com estas
características formam uma segunda categoria, denominadas
de alta pressão, e englobam as lâmpadas de mercúrio, sódio e
vapores múltiplos (vapor metálico). Devido à alta
temperatura existente, a descarga precisa ser contida em um
invólucro refratário.
Os estudos que levaram especificamente ao
desenvolvimento da lâmpada de vapor de sódio de alta
pressão começaram somente em 1920, quando a descarga em
vapor de sódio a baixa pressão foi obtida. O aumento da
pressão é interessante porque melhora a luz amarela emitida
por esta lâmpada. O principal problema para obter a lâmpada
de sódio de alta pressão foi encontrar um material para o
tubo de descarga transmissor de luz e resistente ao ataque do
sódio nas altas temperaturas envolvidas. A primeira lâmpada
prática foi construída no início dos anos 60 nos Estados
Unidos. A contínua pesquisa nesta área resultou no
aparecimento de lâmpadas com melhor eficiência luminosa,
extensa gama de potências e diversificação de modelos [2].
A melhora desses sistemas de iluminação é feita através
de diversas abordagens como: produção de lâmpada
utilizando vapores com diferentes composições, lâmpadas
que evitam o fenômeno do reacendimento cíclico no fim da
vida útil [3], operação pulsada para controle da cor da
lâmpada [4] e operação em alta frequência utilizando reatores
eletrônicos. A operação destas lâmpadas em alta freqüência
apresenta-se como um grande desafio devido ao fenômeno
conhecido como ressonância acústica.
A. Ressonância Acústica
Operando em altas freqüências, o aumento na eficiência
da lâmpada não é observado segundo [5], embora alguns
autores afirmem que este aumento possa ocorrer [6]. Porém,
a operação de lâmpadas de alta pressão em alta frequência
pode resultar no surgimento de instabilidades dentro dos
pequenos tubos de descarga, ou seja, a ressonância acústica,
geralmente dentro da faixa de 1kHz a 300kHz.
43
Tais instabilidades são decorrência de ondas estacionárias
de pressão, que podem levar a distorções no formato do arco.
A flutuação periódica na potência da lâmpada resulta em
uma flutuação na pressão do gás de mesma frequência. Se
esta frequência for igual a frequência de ressonância acústica
particular do tubo de descarga, ondas estacionárias são
geradas e estas ondas estacionárias são normalmente
assumidas como a causa principal da ressonância acústica
[7]. As oscilações na densidade do gás podem distorcer o
caminho da descarga que, por sua vez, distorce a entrada de
calor que alimenta as ondas de pressão. Esta interação
determina a possibilidade ou não de se observar a
ressonância experimentalmente [8]. Em tubos de descarga,
essas oscilações de pressão, superpostas a pressão média do
gás, são produzidas pela modulação da potência de entrada
local, causando ondas de pressão, que refletem nas paredes
do tubo de descarga, produzindo ondas de pressão
estacionárias, o que pode levar a distorções visíveis no arco.
Em alguns casos o arco pode curvar-se até tocar o tubo de
descarga, provocando um aquecimento local que pode levar a
sua quebra e conseqüente destruição da lâmpada [5].
A Tabela I mostra um conjunto de freqüências
consideradas críticas, com relação à ressonância acústica,
para operação das lâmpadas de vapor de sódio.
TABELA I
Frequências Críticas Para Ressonância Acústica [8]
Potência da
Lâmpada
Tipo de
Ressonância
Longitudinal
Azimutal
Radial
400W
3,0 ~ 3,8
36,6 ~ 46
83~ 87
250W
Frequência da Potência
3,8 ~ 4,5
37 ~ 48
80 ~ 91
150W
7,75 ~ 8,5
50 ~60
110 ~ 116
Além do fenômeno da ressonância acústica, outros dois
fatores de grande relevância para o desenvolvimento de
reatores eletrônicos para este tipo de lâmpada são a variação
da tensão de arco com a vida útil e a amplitude de tensão
necessária para prover a ignição da mesma.
B. Variação da Tensão de Arco
Ao contrário das lâmpadas de vapor de mercúrio e de
vapor metálico que apresentam tensão de arco relativamente
constante com a variação da potência, a tensão de arco das
lâmpadas de vapor de sódio de alta pressão varia com a
potência. Em geral, devido a esta característica, a lâmpada de
vapor de sódio de alta pressão mantém sua resistência
equivalente praticamente constante, mesmo quando ocorre
uma variação na potência de operação.
Por outro lado, a tensão de arco da lâmpada aumenta
lentamente durante sua vida útil, devido principalmente ao
enegrecimento das extremidades do tubo de descarga pelo
material arrancado dos eletrodos e pela mudança da pressão
do gás. Este é um fator limitante para a vida útil da mesma e
deve ser levado em consideração no projeto do reator.
C. Tensão de Ignição
Durante o processo de ignição da lâmpada de vapor de
sódio de alta pressão, a descarga passa por uma seqüência de
estágios. Em [5] é proposto um modelo simples, constituído
de duas placas paralelas. A figura 1 mostra a característica de
44
tensão versus corrente do modelo para uma dada pressão do
gás, na qual podem ser identificadas sete regiões distintas.
“current breakdown”
Tensão ( V )
I
II
“voltage breakdown”
III
IV
V VI
VII
104
103
102
v
i
101
100
10-16
10-14
10-12
10-4
10-2
100
102
Corrente ( A )
Fig. 1. Característica Elétrica da Descarga Entre Duas Placas
Planas Paralelas [9].
A região de “Geiger” (I) é caracterizada por valores
reduzidos de tensão entre os eletrodos e pela circulação de
uma corrente residual e intermitente. Os elétrons primários
são acelerados por um campo elétrico homogêneo em direção
ao ânodo e ionizam os átomos do gás. O valor médio da
corrente depende da taxa de elétrons primários gerados por
unidade de tempo e da energia adquirida pelos mesmos.
Na região de “Townsend” (II), a corrente permanece
intermitente, porém o seu valor médio aumenta
sensivelmente para pequenos incrementos de tensão.
Quando a corrente alcança o seu valor de ruptura, a
descarga deixa de ser intermitente (III), isto é, cada elétron
primário consegue gerar pelo menos um novo elétron. Nesta
região a tensão cresce lentamente com a corrente até se
alcançar o ponto de ruptura por tensão (“voltage
breakdown”). Nesta condição a derivada da tensão torna-se
negativa e a diferença de potencial entre os eletrodos cai
abruptamente, dando início a um tipo de descarga préluminescente denominado “subnormal glow discharge” (IV).
A descarga entra na fase de luminescência (V) quando a
derivada da tensão em relação à corrente volta a se tornar
positiva e a diferença de potencial entre os eletrodos se
mantém praticamente constante. À medida que a corrente
cresce, a tensão volta a subir significativamente e a descarga
entra em uma fase denominada de “abnormal glow” (VI).
A maioria das lâmpadas de vapor de sódio utiliza xenônio
como gás de ignição. Apesar da elevada tensão de ruptura, o
xenônio possui baixa condutibilidade térmica e forma uma
atmosfera protetora que reduz a sublimação do material dos
eletrodos, resultando numa elevada eficácia luminosa e no
aumento do tempo de vida útil da lâmpada.
Na prática, a ignição da lâmpada é realizada através de um
pulso, cuja forma de onda de tensão pode ser aproximada por
um retângulo e, através de resultados experimentais
apresentados [3], se pode concluir que para pulsos com
tempos de subida reduzidos a ignição da descarga pode ser
realizada com tensões menores. A partir do que foi exposto
até este ponto fica claro, que esta lâmpada necessita de um
elevado valor de tensão para obtenção da ignição.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
II. INTRODUÇÃO
Como acontece na maioria dos reatores eletrônicos, para
que se possa fornecer energia de maneira controlada para a
lâmpada, a tensão contínua proveniente de um retificador
deve ser invertida em alta frequência, e aplicada à lâmpada
através de algum tipo de elemento “ballast”.
O elemento “ballast” é utilizado também como filtro,
transformando a forma de onda de tensão quadrada em uma
tensão mais próxima de uma senóide. Nos estudos realizados
deu-se especial atenção ao filtro LC série.
a frequência de ressonância dada pelos valores de indutância
e capacitância envolvidos, induzindo no restante do
enrolamento uma alta tensão suficiente para permitir a
ignição da lâmpada. Após a ignição, a circulação de corrente
em todo o enrolamento do indutor faz com que o nível da
corrente que circula através de Caux seja suficientemente
pequeno de modo que sua influência na tensão da lâmpada
seja praticamente eliminada.
M1
C1
V
L1
Lâmpada
2>
T
M2
Fig. 2. Inversor com “ballast” Indutivo.
Esta estrutura deve operar com frequência de comutação
superior à frequência natural de oscilação do par L1 C1 para
garantir comutação ZVS nos interruptores. Entretanto, a fim
de diminuir o fator de crista da corrente na lâmpada e a
energia reativa circulante, deve-se utilizar valores de L1 e C1
de tal forma que a frequência de ressonância destes
componentes esteja próxima da frequência de comutação.
III. ESTUDO DE CIRCUITOS IGNITORES
Pode-se encontrar na literatura uma série de diferentes
circuitos utilizados como ignitores, mas a maioria deles
utiliza circuitos ressonantes [10 – 12] ou que apliquem
pulsos de tensão em um transformador ou autotransformador
[13 – 15] com relação de transformação adequada. Através
dos dados encontrados na literatura, foi possível implementar
alguns destes circuitos ignitores.
A. Circuito Utilizando Capacitor Auxiliar
A primeira técnica de ignição analisada utiliza um
capacitor auxiliar associado a um pequeno número de espiras
do enrolamento do indutor “ballast”, para gerar a sobretensão
desejada. O circuito de potência incluindo o ignitor é
mostrado separadamente na figura 3.
2) Ref A:
2 Volt 200 ms
Fig. 4. Transitório de Ignição Utilizando Capacitor Auxiliar
(2kV/div).
A partir destes resultados, foi implementado um protótipo
em laboratório, cujos resultados de ensaios são apresentados
na figura 4, onde se observa a tensão aplicada na lâmpada
durante o transitório de ignição. Com tal estrutura obteve-se
a ignição rápida da lâmpada, mesmo quando esta ainda
encontrava-se quente, sendo necessário um pequeno
intervalo de resfriamento.
B. Circuito Utilizando Pulso de Tensão Por “Spark Gap”
A segunda técnica explorada, aqui chamada de pulso de
tensão, é baseada na rápida aplicação de um alto nível de
tensão com a ajuda de um circuito que utiliza um
transformador ou autotransformador.
M1
R9
C7
V
D5
M2
R4
L1
C8
M1
V
L1
Centelhador
A
Lamp
Caux
M2
C1
B
Fig. 3. Ignitor Com Capacitor Auxiliar.
O princípio de funcionamento do ignitor pode ser assim
sumarizado: enquanto a lâmpada não estiver em
funcionamento, sua alta impedância faz com que haja
circulação de corrente apenas entre o capacitor Caux e o
primeiro trecho do enrolamento do indutor “ballast”. A
tensão aplicada a este trecho do indutor oscila de acordo com
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 5. Circuito Utilizando “Spark Gap”.
A figura 6 apresenta as formas de onda do transitório de
partida da lâmpada; onde o canal Ch1 mostra a tensão no
capacitor C8 e o canal Ch2 mostra a tensão aplicada à
lâmpada; que serão utilizadas para descrever o
funcionamento do circuito. Quando o inversor é alimentado,
a impedância da lâmpada é alta, o que faz com que toda a
tensão aplicada pelo inversor apareça sobre a mesma. Tal
tensão carrega o capacitor C8 via D5 e R4. Quando a tensão
no capacitor C8 atinge a tensão de ruptura do centelhador
(“spark gap”), o mesmo entra em condução, aplicando tal
45
tensão sobre um pequeno número de espiras do indutor
“ballast” L1 que, devido à relação de transformação, induz
uma alta tensão no restante do enrolamento, gerando a
sobretensão necessária para a ignição. Caso a lâmpada não
entre em funcionamento, C8 volta a se carregar e o processo
se repete indefinidamente até que se obtenha a ignição da
lâmpada ou o sistema seja desligado. Uma vez estabelecido o
arco, a tensão sobre a lâmpada é inferior à tensão de ruptura
do centelhador, o que inibe naturalmente a aplicação de
novos pulsos de tensão.
nos enrolamentos do indutor “ballast”. As formas de onda,
relativas ao transitório de ignição do circuito, utilizando
SIDAC são apresentadas na figura 8.
D. Circuito Utilizando Ressonância
O circuito de ignição baseado no fenômeno da ressonância
utiliza o filtro LCC tradicionalmente encontrado nos reatores
eletrônico destinados às lâmpadas fluorescentes ou um filtro
LLC. Na figura 9 pode-se observar o diagrama esquemático
do circuito de potência simplificado de um inversor
utilizando o filtro LCC.
M1
Ch2
V
LR
M2
CS
CP
Lâmpada
Fig. 9. Circuito Utilizando Ressonância.
Ch1
Fig. 6. Transitório de Ignição Utilizando “Spark Gap”.
O filtro LCC pode ser utilizado como ignitor porque, ao
contrário do filtro LC, pode fornecer em seus terminais de
saída uma tensão muito maior que a aplicada em seus
terminais de entrada, ou seja, pode desempenhar três
funções, filtrar e limitar a corrente circulante, além de
propiciar o nível de tensão necessário à ignição da lâmpada.
C. Circuito Utilizando Pulso de Tensão Por SIDAC
Uma segunda opção para a técnica de ignição por pulsos
de tensão é apresentada na figura 7. Esta estrutura de ignição
é baseada num componente chamado SIDAC.
M1
C7
V
R4
C8
M2
R13
C10
SIDAC
L1
R12
Fig. 7. Circuito Utilizando SIDAC.
Fig. 10. Transitório de Ignição Utilizando Ressonância.
Vale lembrar, porém, que os esforços de corrente nos
transistores durante a ignição são bastante grandes, quando
comparados com aqueles que ocorrem nos circuitos
anteriormente estudados.
Ch1
IV. ANÁLISE PRÁTICA DA RESSONÂNCIA ACÚSTICA
Ch2
Fig. 8. Transitório de Ignição Utilizando SIDAC.
O princípio de funcionamento do circuito com SIDAC é o
mesmo do circuito com centelhador. Utiliza a energia
armazenada nas placas de C10 para gerar uma sobretensão
46
A fim de se comprovar a existência do fenômeno da
ressonância acústica e obter dados sobre as variações
impostas à lâmpada quando da ocorrência da mesma, optouse pela operação da lâmpada em algumas das frequência
críticas indicadas na tabela I. Como as freqüências de
potência relacionadas com a excitação das ressonâncias no
modo longitudinal estavam na faixa de 3,0kHz a 3,8kHz,
optou-se por não observá-las.
A faixa de frequência de potência que excita as
ressonâncias no modo azimutal é compreendida entre
36,6kHz e 46kHz. Com a ajuda de um inversor com
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
frequência ajustável, foi possível varrer toda a faixa de
freqüências de comutação de 18kHz a 24kHz. Nesta faixa de
freqüências as ressonâncias mais pronunciadas, tanto para
lâmpadas fabricadas pela OSRAM como para lâmpadas
fabricadas pela Philips, situa-se entre 20kHz e 21kHz. Na
figura 11 apresenta-se uma das fotos obtidas com a lâmpada
OSRAM NAVT E40 de 400W alimentada com corrente em
20,6kHz.
Fig. 11. Foto da Ressonância Em Lâmpada OSRAM - 20,6kHz.
O efeito visual causado pela ressonância acústica seria
certamente desagradável para um eventual usuário de uma
via iluminada por uma lâmpada nestas condições, pois
ocorrem sensíveis oscilações no nível de iluminamento.
Estragulamento do Arco
Fig. 12. Foto da Ressonância Em Lâmpada OSRAM - 20,4kHz.
Na figura 12 apresenta-se uma segunda fotografia da
lâmpada operando com corrente em 20,4kHz, onde é possível
observar que ocorrem “estrangulamentos” do arco.
Fig. 13. Foto da Ressonância Em Lâmpada OSRAM - 40,1kHz.
A faixa de frequência básica para a ocorrência das
ressonâncias do tipo radial, situada na faixa de frequência de
potência entre 83kHz e 87kHz, também foi explorada, porém
não apresentou efeitos visuais tão significativos (Fig. 13)
como aqueles encontrados anteriormente.
Tais resultados foram utilizados para nortear a escolha de
uma frequência de comutação considerada crítica para testar
técnicas capazes de evitar a ocorrência da ressonância.
V. TÉCNICAS PARA EVITAR A RESSONÂNCIA
ACÚSTICA
A partir deste item serão apresentadas técnicas que
permitem a operação de lâmpadas de vapor de sódio de alta
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
pressão em alta frequência, sem que se excite o surgimento
de ressonâncias. Todos os estudos foram realizados
utilizando 20,6kHz como frequência principal de comutação.
A. Variação de Frequência [1]
Usando um microcontrolador foi possível variar a
frequência da corrente da lâmpada ciclicamente. Para
analisar o comportamento da lâmpada quando da aplicação
desta técnica, foram utilizados diferentes números de passos
de frequência e números de períodos entre cada passam. Esta
técnica é considerada interessante porque promove o
espalhamento do espectro de potência, fazendo com que a
lâmpada seja operada com densidade de potência das
harmônicas individuais minimizada. Devido à resolução do
microcontrolador utilizado, cada passo corresponde a uma
mudança de 300Hz na frequência de comutação. O número
de passos testado variou entre 2 e 15 e o número de períodos
entre cada mudança de frequência variou entre 2 e 5.
Para entender o funcionamento do programa
desenvolvido, pode-se tomar como exemplo o caso da
operação 2/5 (dois passos a cada 5 períodos). Nessa situação
o inversor inicia operando com frequência de comutação de
20,6kHz durante cinco períodos da alta frequência, quando
então comuta para 20,9kHz. Depois de mais cinco períodos a
frequência comuta para 21,2kHz (frequência máxima). A
cada novos cinco períodos consecutivos a frequência muda
para 20,9kHz; 20,6kHz; 20,3kHz e 20,0kHz, que é a mínima
frequência de comutação. Uma vez atingido este valor
mínimo, a frequência começa subir novamente e fica
variando entre 20kHz e 21,2kHz.
Para comprovar a eficiência da modulação estudada, o
software desenvolvido permite que se opere a lâmpada sem
modulação especial, ou seja, razão cíclica e frequência fixas,
ou com a modulação com variação de frequência (MVF)
através de uma chave conectada ao microcontrolador.
Em todos os teste da modulação MVF a frequência central
de comutação foi 20,6kHz e, em todas as quatro lâmpadas, a
ressonância foi extinta sempre que a MVF foi aplicada,
voltando a ocorrer quando as lâmpadas passavam a ser
novamente alimentadas com a modulação tradicional.
B. Modulação por Mudança de Fase
Esta técnica é baseada na idéia de que uma variação
constante na fase da corrente da lâmpada perturba a
excitação da ressonância acústica, pois também promove o
espalhamento do espectro de potência. Tal técnica foi
inicialmente proposta em [16] como uma forma de evitar a
ocorrência da ressonância acústica em lâmpadas com tubos
de descarga relativamente pequenos, como os das lâmpadas
de vapor metálico, usando um ângulo de inversão de 90°.
No estudo aqui apresentado foram testadas diversas
configurações em que o número de períodos entre cada
inversão de fase variou entre cinco e vinte. Além disso, dois
diferentes ângulos de inversão foram utilizados: 180° e 90°.
Os resultados obtidos mostraram que o número de
períodos entre cada inversão de fase não afetou o
desempenho da técnica. Por outro lado, o ângulo de 90°,
inicialmente proposto para lâmpadas com pequenos tubos de
descarga não se mostrou tão eficiente com as lâmpadas de
vapor de sódio de 400W.
47
Assim como ocorreu no caso do protótipo MVF, o
software desenvolvido permite que se escolha a operação do
inversor com modulação tradicional ou com modulação por
mudança de fase (MMF) através de uma chave conectada a
um dos pinos do microcontrolador. Com o inversor operando
com a modulação tradicional, todas as lâmpadas ensaiadas
apresentaram ressonâncias violentas, que eram totalmente
eliminadas quando a MMF de 180° era aplicada.
A figura 14 mostra a tensão de gate aplicada aos
transistores do inversor, a fim de se obter a inversão de 180°
na corrente da lâmpada.
Fig. 14 Tensões de Gate dos Transistores do Inversor.
Já a figura 15 apresenta a tensão de gate em um dos
transistores e a corrente na lâmpada, onde se pode observar a
inversão de fase da mesma.
C. Controle em Tempo Real Utilizando Microcontrolador
A terceira técnica testada foi classificada como solução de
tempo real e consiste na utilização de um microcontrolador
que analisa a tensão e a corrente da lâmpada a fim de alterar
o ponto de operação do inversor caso a ressonância seja
detectada. O programa pode ser explicado com a ajuda do
fluxograma da figura 16:
• Inicialização do Sistema: quando o reator é energizado, o
microcontrolador mantém o sistema de potência (inversor e
ignitor) desabilitado por 15 segundos. O inversor inicia um
funcionamento com uma frequência inferior a nominal a fim
de facilitar a ignição e diminuir o tempo de aquecimento da
lâmpada.
• Teste de Ignição: o microcontrolador mantém o sistema
habilitado por 60 segundos. Se após este tempo a lâmpada
não entrar em funcionamento, o sistema é desabilitado por 60
segundos. Este processo é repetido cinco vezes. Se ao
término da quinta tentativa a lâmpada não entrar em
funcionamento, o sistema é definitivamente desativado.
• Rotina de Controle de Corrente: como o sistema é
inicializado com uma frequência inferior à nominal, é
necessário que se controle a corrente dentro de certos limites
através da frequência de comutação do inversor. Uma vez
atingido o valor correto da corrente na lâmpada, o programa
segue para a próxima rotina.
• Rotina de Controle de Potência: Com sinais provenientes
de sensores de corrente o microcontrolador age sobre a
frequência de comutação até estabilizar a potência na
lâmpada em torno de 400W. Uma vez atingida a potência
nominal, o microcontrolador segue para a próxima rotina.
• Rotina de Controle da Ressonância Acústica: depois de
atingida a potência nominal, os sinais dos sensores de
corrente e de tensão são utilizados para calcular a impedância
da lâmpada. Este valor é utilizado, através de algumas
comparações, para detectar a ocorrência da ressonância. Se a
ressonância for detectada, a frequência de comutação do
inversor é alterada em ambas a direções (± 5kHz), a fim de
encontrar uma região livre de ressonância. Enquanto a
impedância da lâmpada não retorna ao seu valor correto, a
frequência do inversor permanece variando. A cada 60
segundos o programa volta para a rotina de controle de
potência para fazer os ajustes necessários.
Inicialização
do sistema
Lâmpada
partiu?
Fig. 15 Tensão de Gate e Corrente na Lâmpada.
Embora a inversão de 90° não tenha eliminado totalmente
a ressonância acústica em todas as amostras de lâmpadas
testadas, é importante observar que, mesmo naquela em que
a ressonância persistiu, houve uma redução bastante
significativa na curvatura do arco.
Outro aspecto importante a ser considerado é que com
aplicação das modulações especiais, com a frequência central
de 20,6kHz, um ruído audível é gerado. Entretanto, tal ruído
pode ser eliminado com a elevação da frequência central de
comutação.
N
Desligar reator
.
Sinalizar falha
S
Rotina
controle
corrente
Rotina
controle
potência
Rotina controle
ressonância
acústica
N
Tempo = 60s?
S
Fig. 16 Fluxograma Simplificado do Software Desenvolvido.
48
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Resultados obtidos com esta técnica mostraram que,
devido às características do microcontrolador utilizado,
somente ressonância em que ocorre o estrangulamento do
arco são efetivamente detectadas, o que comprometeu o
desempenho do sistema. Isto acontece porque somente nesses
casos a variação nos parâmetro elétricos da lâmpada são
suficientemente grandes para sensibilizar o circuito
implementado. A figura 17 mostra uma foto do protótipo
implementado.
ressonância acústica não é excitada [18].
A estrutura utilizada nos ensaios é mostrada abaixo e tem
como principal vantagem a possibilidade de modular a
corrente em alta frequência, permitindo a redução dos
componentes reativos apesar de fornecer uma corrente de
baixa frequência para a lâmpada.
C
S2
S1
E
L1
S3
L2
Lâmpada
S4
Fig. 19 Inversor Baixa Frequência.
Na figura 20 apresenta-se a modulação aplicada aos
transistores da estrutura em baixa frequência. A fim de obter
uma modulação dois níveis na carga, os transistores
superiores da cada braço do inversor são comutados em alta
frequência, enquanto os transistores inferiores são comutados
em baixa frequência.
Fig. 17 Foto do Protótipo.
S1
A figura 18 mostra o envelope de corrente na lâmpada
durante a ocorrência de ressonância com estrangulamento do
arco. A ondulação de 120Hz, natural deste tipo de forma de
onda, não é nítida nesta aquisição, confirmando os dados de
que a frequência de ressonância situa-se entre 5Hz e 10Hz.
S2
S3
S4
Fig. 20 Modulação Para o Reator Baixa Frequência.
Na figura 21 é apresentada a corrente em regime na
lâmpada com a modulação proposta. Como se pode observar,
devido ao filtro utilizado, a transição entre cada semiciclo da
corrente não é instantânea, como seria desejável. Isto faz
com que a potência na lâmpada não seja de fato constante
durante todo o tempo, resultando no aparecimento de uma
ondulação na potência. Entretanto, tal ondulação não causou
o aparecimento da ressonância acústica, já que apresentava
baixa frequência.
Fig. 18 Corrente na Lâmpada Durante Ocorrência da Ressonância.
Uma alternativa ao protótipo desenvolvido, utilizando esta
técnica é proposta em [17].
D. Operação em Baixa Frequência
A última técnica estudada para alimentar a lâmpada de
vapor de sódio a partir de um reator eletrônico sem que se
excite o fenômeno da ressonância acústica é a aplicação de
uma forma de onda de corrente quadrada de baixa
frequência. Neste caso a potência entregue à lâmpada deixa
de ser pulsada, como ocorre no caso da aplicação de uma
corrente alternada, e passa a ser praticamente constante.
Além disso, com a corrente em baixa frequência, a
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 21 Corrente na Lâmpada.
49
VI. CONCLUSÕES
Foram apresentados diversos dados a respeito da lâmpada
de vapor de sódio e sua operação com reatores eletrônicos.
Este estudo descreveu o fenômeno conhecido como
ressonância acústica, seus modos de excitação e possíveis
conseqüências. A partir dos dados relacionados com as
formas de excitação da ressonância acústica, foram estudados
circuitos que se propõem a impedir a sua manifestação
mesmo quando a lâmpada é alimentada por um circuito
eletrônico em alta frequência.
As duas primeiras técnicas estudadas são baseadas em
modulações especiais que promovem o espalhamento
espectral da potencia entregue à lâmpada, enquanto a terceira
uso como princípio a detecção da ocorrência da ressonância
através dos parâmetros elétricos da lâmpada. Nos circuitos
com modulação especial obteve-se êxito na extinção da
ressonância acústica em todas as frequências testadas. Já a
técnica de controle através do cálculo da impedância não se
mostrou tão eficiente quando a frequência central de
comutação estava situada em uma região de fortes
ressonâncias como em torno dos 20kHz.
Finalmente, a técnica de operação com uma forma de
onda quadrada de baixa frequência também se mostrou
interessante por não representar risco potencial para
excitação da ressonância acústica, embora o circuito
demande componentes magnéticos maiores que àqueles
utilizados nas três primeiras abordagens.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Arnold and Contributors, 4ª Edição, 1997. IEEE
Transactions on Industry Applications, vol. 26, no. 4, pp.
832-840, July/August 1990.
[2] André, A. S. Sistema Eletrônico Para Lâmpadas de
Descarga de Alta Pressão Para Iluminação de
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lamps. IEEE Industry Applications Society Meeting
2002 pp: 1869 - 1874.
DADOS BIOGRÁFICOS
Anderson Soares André, nascido em 04/02/1972 em
Tubarão é engenheiro eletricista (1995) pela Universidade
Regional de Blumenau, mestre (1997) pela Universidade
Federal de Santa Catarina, onde está cursando doutorado em
engenharia elétrica. Atualmente é professor da Universidade
do Sul de Santa Catarina e do SENAI/CTAI. Suas áreas de
interesse são: eletrônica de potência, reatores eletrônicos,
qualidade do processamento da energia elétrica, sistemas de
controle eletrônicos e microcontroladores.
Arnaldo José Perin, nascido em Nova Prata-RS em
18/12/53. Formado em Engenharia Eletrônica em 1977 na
PUC-RS, Mestrado em Engenharia Elétrica em 1980 na
UFSC e Doutorado em Eng. Elétrica em 1984 no Institut
National Polytechnique - Toulouse - França. Desde 1980 é
Professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal de Santa Catarina com o cargo de
Professor Titular. Atua junto ao grupo de pesquisadores do
INEP – Instituto de Eletrônica de Potência, onde já
participou em projetos em conjunto com a indústria, orientou
27 dissertações de Mestrado e duas teses de doutorado e
publicou em torno de 70 trabalhos em congressos no país e
no exterior e é co-autor de um livro. Sua área de atuação é
Eletrônica de Potência com interesse em conversores
estáticos de frequência e técnicas de modulação em corrente
alternada.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
REATOR ELETRÔNICO MICROCONTROLADO PARA LÂMPADAS DE
VAPOR DE SÓDIO A ALTA PRESSÃO E COMPARAÇÕES COM UM REATOR
CONVENCIONAL
Márcio A. Có e Márcio Brumatti
Centro Federal de Educação Tecnológica do Espírito Santo - CEFETES
Av. Vitória, 1729 CEP 29040-874 Vitória - ES
Brasil
marcio.co@uol .com.br, [email protected]
Domingos S. L. Simonetti e José L. F. Vieira
Universidade Federal do Espírito Santo
C.P. 01-9011 CEP 29060-970 Vitória – ES
Brasil
[email protected], [email protected]
Resumo - Este artigo apresenta um reator eletrônico
com um único estagio de processamento de potência para
lâmpadas de vapor de sódio a alta pressão (SAP). Um
conversor CC-CC buck que controla a corrente e a
potência na lâmpada, um pré-regulador de fator de
potência baseado no conversor boost, operando no modo
de condução descontínua, e um inversor são combinados
formando um conversor BIBRED com dupla alimentação
em ponte completa. A lâmpada é alimentada com forma
de onda retangular de corrente em baixa freqüência.
Todos os sinais de comando são gerados por um
microcontrolador dedicado. Um protótipo de 70W
operando livre de ressonância acústica foi implementado
e os resultados do reator eletrônico proposto são
comparados com os resultados de um reator
convencional.
Palavras-Chave – lâmpada de vapor de sódio
microcontrolador, reator eletrônico.
MICROCONTROLLED ELECTRONIC
BALLAST FOR HIGH PRESSURE SODIUM
LAMPS AND COMPARISONS WITH
ELECTROMAGNETIC BALLAST
Abstract – This paper presents a single power
processing stage electronic ballast for high-pressure
sodium lamps (HPS). A DC-DC buck converter that
controls the current and the power of the lamp, a power
factor pre-regulator based on discontinuous conduction
mode boost converter and the inverter are combined in a
dual fed full bridge BIBRED converter. It operates with a
low frequency current driving the lamp. All signals of the
power stages are provided by a dedicated
microcontroller. A 70W prototype without acoustic
resonance and stroboscope effect was implemented and
the results of the proposed electronic ballast and a
conventional one are compared.1
Artigo Submetido em 17/07/2003. Primeira Revisão em 30/09/2003. Aceito
sob recomendação do Editor Especial Prof. Walter Kaiser.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Keywords - electronic ballast, microcontroller, sodium
lamps.
NOMENCLATURA
Vlamp
Plamp
VACmax
VC0
Tensão eficaz na lâmpada.
Potência da lâmpada.
Pico máximo da tensão da rede.
Tensão no capacitor C0.
I. INTRODUÇÃO
As lâmpadas de vapor de sódio a alta pressão (SAP) são
amplamente utilizadas em instalações industriais e
iluminação pública por apresentarem alta eficiência
luminosa, vida útil longa e alta densidade de potência.
Para o funcionamento adequado destas lâmpadas é
necessário um dispositivo que aplique pulsos de alta tensão
para a ignição bem como limite a corrente da lâmpada após
estabelecido o arco. Além disto, nestas lâmpadas, a tensão de
arco aumenta ao longo de sua vida útil devido à perda de
sódio no caminho da descarga, o que altera as pressões
parciais no tubo. Este fato deve ser levado em conta no
projeto destes dispositivos.
Normalmente, se utiliza o reator eletromagnético.
Entretanto, ele possui peso e volume elevados, baixa
eficiência e pobre regulação de potência para variações da
tensão de arco e da tensão da rede de alimentação. Os
reatores eletrônicos podem superar estas desvantagens.
Em princípio, a operação em alta freqüência (dezenas até
centenas de kHz) é vista como a melhor escolha para o
estágio inversor do reator eletrônico, devido à característica
resistiva apresentada pelas lâmpadas de descarga. Entretanto,
no caso das lâmpadas de alta pressão operando nessas
condições, ondas de pressão podem surgir no interior do tubo
causando perturbações no arco elétrico. Este fenômeno é
conhecido como ressonância acústica. Como conseqüências
deste fenômeno, citam-se: movimento e flutuação da luz,
variação da temperatura e do índice de reprodução de cor da
luz, e no pior caso a extinção do arco.
A ressonância acústica depende da geometria do tubo de
descarga e suas dimensões, composição do gás e suas
51
condições termodinâmicas (temperatura, pressão e
densidade) [1, 6, 7].
Algumas soluções têm sido apresentadas na literatura [1 –
12], usando reatores eletrônicos para acionar lâmpadas AID
livre de ressonância acústica. A operação em baixa
freqüência acionando a lâmpada com onda retangular de
corrente é vista como uma boa solução devido a sua
confiabilidade diante das severas condições de ressonância
acústica que as lâmpadas AID de baixa potência estão
submetidas [4, 12, 13, 14]. Além disso, garante operação
livre de cintilação do fluxo luminoso, com fator de crista
próximo de 1,0. A desvantagem desta solução é a maior
complexidade do circuito quando comparado com as
soluções em alta freqüência.
II. ACIONAMENTO CONVENCIONAL DAS
LÂMPADAS SAP
O reator eletromagnético atua como dispositivo limitador
de corrente, possui ainda um ignitor que provê sobretensão
inicial para o acendimento da lâmpada e um capacitor para
realizar a correção do fator de potência. Uma atenção
especial à questão da regulação de potência deve ser dada
nos projetos de reatores para as lâmpadas de vapor de sódio,
pois tanto as variações na tensão de alimentação, quanto o
tempo de uso das lâmpadas alteram sua tensão de trabalho,
mudando a potência de operação e o fluxo luminoso da
lâmpada.
O circuito típico dos reatores convencionais consiste
numa reatância indutiva série, conforme mostra a Figura 1. O
circuito ignitor emprega um interruptor S, que ao ser fechado
descarrega o capacitor Cig sobre parte da própria bobina do
reator, que atuando como um autotransformador produz
sobre a lâmpada a tensão necessária à ignição.
Estes pulsos se repetem até o estabelecimento do arco,
quando a tensão sobre a lâmpada cai rapidamente a valores
em que o interruptor S não mais opera e o reator em série
com a lâmpada limita sua corrente.
Estes tipos de reator são muito utilizados por serem
simples, confiáveis e principalmente de baixo custo.
Entretanto, devido a pobre regulação de potência seu uso não
é recomendado onde a tensão da rede varie mais do que 5%
acima e abaixo do nominal. Alem disso, ele necessita de um
capacitor para correção de fator de potência que aumenta o
volume total.
reator
S
Cfp
ignitor
Cig
Rig
Fig. 1. Ligação típica de um acionamento convencional de
lâmpadas de descarga de alta pressão.
52
III. REATORES ELETRÔNICOS COM ONDA
RETANGULAR EM BAIXA FREQÜÊNCIA
Um reator eletrônico com onda retangular em baixa
freqüência pode ser implementado usando três estágios de
processamento de potência, como apresentado na Figura 2.a.
O estagio de entrada, conhecido como pré-regulador de fator
de potência (PFP), é usado para obter alto fator de potência
mantendo a tensão do barramento CC constante. O estágio
intermediário é um conversor CC-CC buck, operando em alta
freqüência, responsável pelo controle da corrente e potência
na lâmpada. O estágio de saída é um inversor de onda
quadrada em baixa freqüência, o qual aciona a lâmpada [4,
12, 13, 14].
Entretanto, três estágios de processamento de potência
demandam mais componentes, o que aumenta o custo e reduz
a confiabilidade do sistema eletrônico. Existem algumas
alternativas para simplificar o reator eletrônico, que
consistem em combinar os estágios de potência [15, 16].
Um reator eletrônico mais simples pode ser obtido
combinando os três estágios, citados acima utilizando o
conversor BIBRED com dupla alimentação em ponte
completa [17], como mostra a Figura 2.b. Este conversor
pode proporcionar alto fator de potência na entrada e
fornecer para a lâmpada uma corrente controlada em forma
retangular de baixa freqüência.
Para isto, as chaves devem ser comandadas
adequadamente, ou seja, S1 e S3 devem operar em baixa
freqüência em modo complementar e S2 e S4 operar em alta
freqüência em modo PWM (modulação por largura de
pulso). A potência de saída e a tensão no capacitor CO são
controladas atuando-se respectivamente na razão cíclica e na
freqüência de comutação das chaves inferiores (S2 e S4).
Esta solução aplicada aos reatores eletrônicos para
lâmpadas AID será descrita a seguir.
IV. O REATOR ELETRÔNICO DE ÚNICO ESTÁGIO
A Figura 3 mostra o circuito completo de potência do
reator eletrônico proposto, o qual consiste em um retificador
de entrada, o conversor BIBRED com dupla alimentação em
ponte completa e o circuito ignitor.
A indutância boost (Lboost) é projetada para operação no
modo de condução descontínuo, assim se garante alto fator
de potência na entrada. A indutância buck (Lbuck) é colocada
em série com a lâmpada, por onde se controla sua corrente.
Seu valor deve ser o menor possível para garantir rápida
inversão de corrente na lâmpada, por isso um capacitor de
filtro é necessário para reduzir o ripple de corrente na
lâmpada, evitando assim que ocorra a ressonância acústica.
O circuito ignitor usa uma relação apropriada entre as
indutâncias acopladas Lig1 e Lig2, promovendo pulsos de
ignição com tensão suficiente para a partida da lâmpada.
Estes pulsos são obtidos quando a chave Sig é fechada,
ocorrendo uma ressonância entre Cig e Lig1.
A Figura 4 mostra as principais formas de onda do
circuito. Este conversor possui três etapas de operação para
cada semiciclo de corrente na lâmpada como é descrito
abaixo:
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Pre-regulador de
fator de potência
Conversor CC-CC
abaixador
L boost
BIBRED com dupla
alimentação em ponte
Inversor (baixa
frequência)
L buck
C0
Lig2
Cp
Lboost
lamp
S1
Lbuck
S3
L ig2
lamp
S4
S2
Controle
C0
Ignitor
L ig1
Ignitor
(a)
Controle
(b)
L ig1
Fig. 2. Reatores eletrônicos que operam com forma de onda retangular de corrente na lâmpada: a) com três estágios de processamento de
potência, b) utilizando um conversor BIBRED com dupla alimentação em ponte completa.
Dbp
D1
D2
Db2
S1
iLboost
iLbuck
Lf
Cf
D4
C0
Lbuck
S2
Comandos
de S1-S4,
Sig
DS2
Rig
DS3
Lig2
Lboost
Db1
D3
S3
Cp
DS1
Rl1a
Rl1b
Rl2a
Rl2b
S4
DS4
RB1
Dig
Sig
Cig
Lig1
RB2
Circuito de comando, medição
e controle microcontrolado
Fig. 3. Esquema do reator eletrônico proposto.
etapa a1: Durante esta
fechadas, assim a corrente
através de Co – S1 – S4.
linearmente através de Vin –
tensão de entrada.
etapa as chaves S1 e S4 estão
em Lbuck cresce linearmente
A corrente em Lboost cresce
Db2 – S4 sendo modulada pela
S1
S2
S3
etapa b1: A chave S4 é aberta. A corrente em Lbuck
decresce linearmente através de S1 – DS3 e a corrente em
Lboost decresce linearmente através de Db1 – DS1 – Co até
atingir zero.
S4
iLbuck, ilamp
etapa c1: Durante esta etapa a corrente em Lboost se
mantém nula e a corrente em Lbuck permanece decrescendo
até iniciar um novo período de comutação.
Estas etapas se repetem até que as chaves S1 e S4 são
abertas. Após o tempo morto, as chaves S2 e S3 iniciam
operação e a corrente na lâmpada inverte resultando nas
etapas a2, b2 e c2, as quais são similares às etapas a1, b1 e c1.
iLboost
a 1 b 1 c1
a 2 b 2 c2
Fig. 4. Principais formas de onda do reator eletrônico proposto.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
53
Um microcontrolador dedicado gera os sinais de comando
para as chaves S1, S2, S3, S4 e Sig a partir de uma rotina que
tem como dados de entrada a tensão no barramento CC, a
tensão a corrente na lâmpada.
Foi utilizado um microcontrolador PIC16F873, da
Microchip. As tarefas de controle executadas podem ser
resumidas como mostra a Figura 5 e descritas a seguir:
Controle da tensão do barramento CC: Um controlador
PI digital atuando sobre a freqüência de comutação mantém a
tensão do barramento CC constante independente da tensão
da lâmpada ou de variações na tensão da rede de
alimentação. Esta tensão controlada garante o modo de
condução descontínuo, proporcionando alto fator de potência
na entrada.
Seqüência de ignição: Os pulsos de ignição ocorrem
apenas se a lâmpada esta apagada, obedecendo a um ciclo de
ignição, o qual é definido como um pequeno intervalo de
tentativa de ignição (menor que 0,5 segundo) e um longo
período de repouso (superior a 10 segundos). Este
procedimento reduz o tempo de resfriamento da lâmpada no
caso de re-acendimentos, e ainda diminui as interferências
eletromagnéticas.
Durante o intervalo de tentativa, as chaves inferiores da
ponte operam com razão cíclica limitada e a chave do
circuito ignitor Sig é mantida fechada após o pulso de
ignição. Este procedimento mantém a tensão do barramento
CC em nível seguro, caso a tentativa de ignição seja mal
sucedida, devido ao consumo de energia em Rig. Durante o
período de repouso a razão cíclica das chaves inferiores da
ponte é levada a zero para interromper a carga do capacitor
Co.
Comandos do inversor: Uma interrupção do
microcontrolador programada por tempo é responsável por
gerar os comandos das chaves S1 e S3 e ainda de trocar o
módulo PWM que estará em operação.
Controle de corrente e potência: Após a partida, a
corrente na lâmpada é mantida constante através de um
controlador PI (proporcional-integral) digital atuando sobre a
razão cíclica dos módulos PWM que comandam as chaves S2
e S4. Quando a lâmpada atinge potência nominal, a referência
de corrente é periodicamente calculada a partir da leitura de
tensão na lâmpada, de modo a manter a potência constante.
Para evitar instabilidade durante operação, os ganhos do
controlador são ajustados a cada etapa de funcionamento da
lâmpada.
Onde D é a razão cíclica das chaves inferiores da ponte.
Além disso, para garantir a operação no modo de condução
descontínuo na entrada, a seguinte relação deve ser satisfeita.
A. Definição da tensão do barramento CC:
O conversor BIBRED com dupla alimentação em ponte
completa integra um conversor buck e um conversor boost.
Assim, a relação básica do conversor buck pode ser escrita
como:
D=
D<
Controlador
PI
Controlador
PI
Ajuste dos ganhos do
controlador e limites
e2 (k)
Σ
_
(2)
(3)
ignitor
_
Σ
+ Vco ref
M=
Vgsig
VC 0
VAC max
(4)
Ilamp(k)
I ref
Ilamp(k)
VC 0 − VAC max
VC 0
B. A indutância boost
A indutância boost pode ser obtida das equações (4) e (5) e
(6) a seguir, como descrito em [18]. Usando a equações (1),
(4), (5) e (6), a indutância pode ser obtida pela equação (7).
Vco(k)
+
(1)
VC 0
VC 0 > Vlamp + VAC max
BIBRED com
modulo Vgs-2
v co (t)
dupla
PWM 1
alimentação
v
(t)
Vgs-4
lamp
em ponte
modulo
PWM 2
Ilamp(t)
Ts(k)
pulso de
ignição
ton(k)
VLamp
A expressão para a tensão do barramento CC pode ser
obtida substituindo a equação (1) em (2).
Vgs-1,3
Lógica de inversão
de comandos
e1 (k)
V. EQUAÇÕES DE PROJETO
A/D
Cálculo da
referencia de
corrente e
mecanismo
de adaptação
Vlamp(k)
L par =
A/D
Vco(k)
A/D
Lboost =
0, 48
M − 0,92
VC 0 2 × D 2 × Ts × Lpar
2 × M × Plamp
(5)
(6)
Fig. 5. Diagrama de blocos do controle.
54
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Vlamp 2 × 0, 48
(7)
tensão e corrente na entrada dos reatores convencional e
eletrônico respectivamente.
C. A indutância buck
A indutância buck é calculada usando a equação (8) a
seguir, onde ∆Ι% é o ripple percentual de corrente no
indutor, o qual pode ser definido em torno de 50%.
Na Figura 10, o resultado foi obtido sem a utilização do
capacitor de correção de fator de potência. O deslocamento
angular foi de 64o, que resulta em um fator de potência (FP)
de 0,43. A utilização do capacitor corrige este deslocamento,
entretanto aumenta o conteúdo harmônico de corrente,
resultando em um FP de 0,93 com THD da corrente de
entrada de 34%.
Lboost =
2 × fs ×
Lbuck =
⎛ V
⎞
VC 0
× Plamp × ⎜ C 0 − 0,92 ⎟
VAC max
⎝ VAC max
⎠
VC 0 × D × (1 − D)
⎛P
⎞
f s × ∆I % × ⎜ lamp
⎟
V
lamp ⎠
⎝
(8)
No reator eletrônico, os resultados obtidos foram de
DHT=22% e FP de 0,94.
Com as Figuras 12 e 13 é possível fazer uma comparação
de como evoluem as grandezas elétricas na lâmpada durante
a fase de aquecimento até a estabilização, com a utilização
dos dois tipos de reator.
VI. RESULTADOS E COMPARAÇÕES
Os resultados apresentados a seguir foram obtidos para
uma lâmpada de vapor de sódio alta pressão de 70 W
(SAP70), tipo VIOLUX NAV, marca OSRAM. Em alguns
casos, serão apresentados também os resultados obtidos com
um reator eletromagnético convencional conforme mostrado
na Figura 1 para efeito de comparação.
O reator eletrônico foi projetado para as seguintes
especificações:
• Tensão da rede: 220V +/- 10%
• Freqüência de comutação de S1 e S3 : 150Hz;
• Freqüência de comutação de S2 e S4: 35kHz a 60kHz
• Ripple máximo de corrente na lâmpada: 5%
• Tensão de ignição: 1,8kV com duração de 2µs.
As Figuras 6 e 7 mostram a tensão e a corrente na
lâmpada durante sua operação em condições nominais. É
possível observar nos reatores eletromagnéticos, o reacendimento da lâmpada a cada semi-período da rede, que
pode ser constatado pelos picos de tensão na lâmpada após a
passagem da corrente por zero. Este fato é responsável pelo
flicker e efeito estroboscópico destes sistemas de iluminação.
Utilizando o reator eletrônico proposto, a tensão e a
corrente na lâmpada apresentam forma de onda retangular
em baixa freqüência, com ondulação de alta freqüência
menor do que 5%. Desta forma, são garantidas rápidas
transições da corrente por zero, eliminando as oscilações no
fluxo luminoso, além disso, o fenômeno da ressonância
acústica não é excitado.
As Figuras 8 e 9 comparam a variação do fluxo luminoso
instantâneo obtido com um sensor de um luxímetro (Panlux
Electronic, marca Gossen). A primeira, obtida com o reator
eletromagnético, indica a possibilidade de efeito
estroboscópico devido à variação em 120Hz. Na outra, com o
reator eletrônico proposto, um fluxo luminoso contínuo foi
obtido.
As Figuras 10 e 11 apresentam o comportamento de
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
As curvas foram obtidas com amostras dos valores de
potência, tensão e corrente na lâmpada a cada 10 segundos,
durante os primeiros minutos de operação. Para o reator
eletrônico foi ajustada uma corrente de aquecimento de 70%
acima do valor nominal.
É possível constatar que nos reatores eletromagnéticos a
corrente na lâmpada cai com o passar da fase de
aquecimento, o que leva a um aumento no tempo de
estabilização. No reator eletrônico este tempo varia em
função da corrente ajustada para a fase de aquecimento. No
caso apresentado, o tempo em questão foi reduzido a
aproximadamente a metade em comparação com o reator
convencional, podendo reduzir ainda mais elevando-se a
corrente na fase de aquecimento.
A Figura 14 apresenta as curvas de rendimento dos
reatores. Em ambos os casos o rendimento aumenta com o
aumento da tensão da lâmpada, devido a diminuição de
corrente, que reduz as perdas. Note que o rendimento do
reator eletrônico é em média 6% superior ao reator
eletromagnético.
Os resultados a seguir mostram as ações de controle do
reator eletrônico proposto. A Figura 15 mostra a corrente na
lâmpada (linha tracejada) e potência na lâmpada (linha cheia)
em função tensão na lâmpada. Esta característica confirma
que o reator opera com corrente constante na fase de
aquecimento e potência constante após atingir o regime
permanente. A crescimento da tensão da lâmpada foi obtido
envolvendo-a com papel alumínio, assim sua temperatura
cresce como ocorre ao longo de sua vida útil.
As Figuras 16 e 17 apresentam o comportamento da
freqüência de comutação imposta pelo controle para manter a
tensão do barramento CC constante, para variações na tensão
de entrada e variações na tensão da lâmpada,
respectivamente. A freqüência foi limitada em um valor
mínimo de 36kHz, garantindo assim que a ondulação de
corrente na lâmpada seja menor que 5%. Isso explica as
variações na tensão do barramento em ambas figuras.
55
corrente
tensão
Fig. 6. Tensão e corrente na lâmpada alimentada por um reator
eletromagnético convencional, após entrar em regime.
(50 V/div; 0,5A/div; 2,5ms/div)
Fig. 9. Fluxo luminoso instantâneo do reator eletrônico proposto.
tensão
corrente
Fig. 7. Tensão (traço superior) e corrente (traço inferior) na lâmpada
acionada pelo reator eletrônico proposto após entrar em regime.
(50V/div; 1,0 A/div; 2 ms/div)
Fig. 10. Tensão e corrente de entrada do reator eletromagnético sem
capacitor de correção de FP. (100 V/div; 0,5A/div; 2,0ms/div).
tensão
corrente
Fig. 8. Fluxo luminoso instantâneo do reator convencional.
56
Fig. 11. Tensão e corrente de entrada do reator eletrônico proposto.
(100 V/div; 0,5A/div; 2,0ms/div).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Potência da
lâmpada (W)
% de potência, tensão e corrente
180%
Corrente da
lâmpada (A)
80
1,4
70
1,2
160%
140%
I%
60
1
120%
50
100%
0,8
P%
80%
40
0,6
30
60%
V%
40%
0,4
20
20%
0,2
10
0%
0
2
4
6
0
8
tempo (min.)
Fig. 12. Evolução das grandezas elétricas da lâmpada SAP 70 após
a partida, alimentada por reator eletromagnético.
180%
% de potência, tensão e corrente
0
25
50
75
90
Tensão da lâmpada (V)
Fig. 15. Potência e corrente na lâmpada em função de sua tensão.
Tensão no
barramento CC (V)
440
frequência
(kHz)
55
160%
430
I%
50
140%
420
120%
45
100%
410
P%
80%
400
40
60%
V%
390
40%
35
380
20%
0%
30
0
2
4
6
8
370
201
210
220
229
237
Tensão rms da rede (V)
tempo (min.)
Fig. 13. Evolução das grandezas elétricas da lâmpada SAP 70 após
a partida, alimentada por reator eletrônico, com corrente de
aquecimento ajustada em 170%.
Fig. 16. Freqüência de comutação e tensão do barramento CC para
variações da tensão de entrada.
Tensão no
barramento CC (V)
frequência
(KHz)
1
450
60
0,95
eletrônico
0,9
rendimento
105
400
350
50
0,85
300
40
250
0,8
eletromagnético
0,75
0,7
30
200
150
20
100
0,65
10
50
0,6
75
85
95
105
te n s ão n a lâm pad a (V )
Fig. 14.Curvas de rendimento dos reatores.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
0
0
70
85
94
102
110
Tensão na lâmpada (V)
Fig. 17. Freqüência de comutação e tensão do barramento CC para
variações da tensão na lâmpada.
57
VII. CONCLUSÕES
Com o conversor BIBRED com dupla alimentação
integrado a uma ponte completa, é possível obter, em um
único estágio de processamento de potência, a pré-regulação
do fator de potência, o controle do fluxo de potência para a
lâmpada e ainda aplicar forma de onda retangular de corrente
em baixa freqüência na lâmpada. Foi implementado um
protótipo de 70W que permitiu a comparação dos resultados
com um reator eletromagnético convencional.
Um microcontrolador dedicado foi utilizado para realizar
as tarefas de comando e controle, o que simplificou muito o
circuito implementado, garantindo flexibilidade ao sistema.
O controle de corrente na lâmpada, durante a fase de
aquecimento, possibilitou a redução no tempo de duração
desta fase. Já com controle de potência da lâmpada na fase de
operação normal, foi possível obter ótima regulação de
potência para variações na tensão da rede e na tensão da
lâmpada, além de possibilitar o controle do fluxo luminoso.
O sistema trabalha livre de ressonância acústica e sem o
efeito estroboscópico. Seu circuito ignitor opera de forma a
reduzir interferências eletromagnéticas, tempo de
resfriamento e desgastes do circuito após a queima da
lâmpada.
A redução do número de componentes, o aumento do
rendimento, a redução de peso e de volume deste sistema,
somado à segurança de operar sem o efeito da ressonância
acústica torna esta solução, uma opção muito interessante
quando comparada com algumas já propostas na literatura.
Entretanto apresenta as seguintes limitações: o uso de um
sensor de efeito Hall para a medição de corrente na lâmpada
e a necessidade de se ampliar a faixa de variação de
freqüência caso se deseje realizar a redução na potência de
operação da lâmpada mantendo a tensão no barramento
constante.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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High-Efficiency Electronic Ballast for HID Lamps:
Topology, Analysis, Design, and Experimental Results”,
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Correction”, In Proc. EPE 1999.
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58
[6] Peng, H.et al., “Evaluation of Acoustic Resonance in
Metal Halid (MH) Lamp And An Approach to Detect Its
Occurrence”, in Proc. IEEE Industry Application Society
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[9] S. Ben-Yaakov and M. Gulko, “Design and Performance
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Applied Power Electronics Conference – APEC, 1994,
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[11]P. Van Tichelen, D. Weyen, G. Meynen, “Test Result
from High Intensity Discharge Lamps With Current
Supplied at 50 Hz, 400 Hz and Modulated between 15
and 35 kHz”, in Proc. IEEE Industry Application Society
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[13]T. Yamauchi and T. Shiomi, “ A Novel Charge Pump
Power Factor Correction Electronic Ballast For High
Intensity Discharge Lamps” in Proc. IEEE Power
Electronics Specialists Conference 1998, pp. 1761-1767.
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Society Annual Meeting – IAS, 2002.
[15] M. A. Có, M. Brumatti, D. S. L. Simonetti and J. L. F.
Vieira, “Single Stage Electronic Ballast For Hid Lamps”
in Proc. IEEE Industry Application Society Annual
Meeting – IAS, 2003.
[16] M. A. Có, M Brumatti, D. S. L. Simonetti and J. L. F.
Vieira, “Single Stage Low Frequency Square Wave
Electronic Ballast For Hid Lamps” in Proc. Brazilian
Power Electronic Conference – COBEP 2003.
[17]M. A. Johnston and R. W. Erickson, “Reduction Of
Voltage Stress In The Full Bridge BIBRED By Duty
Ratio And Phase Shift Control”, in Proc. IEEE, 1994.
[18] Simonetti, D. S. L.; Vieira, J. L.; Sousa, “G. Modeling
of the high-power-factor discontinuous boost rectifiers”.
IEEE Transaction on Industrial Applications, Vol. 46,
No.4 , p.788-795, August 1999.
DADOS BIOGRÁFICOS
Márcio Almeida Có nasceu em Vitória-ES, Brasil, em 1968.
Recebeu o título de engenheiro eletricista pela Universidade
Federal do Espírito Santo em 1990; o título de mestre pela
Universidade Federal de Santa Catarina, em 1993; e o título
de doutor pela Universidade Federal do Espírito Santo, em
2003, todos em Engenharia Elétrica.
Desde 1997, ele é professor no Centro Federal de
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Educação Tecnológica do Espírito Santo (CEFET-ES). As
suas áreas de interesse incluem fontes de alimentação
chaveadas, conversores com alto fator de potência e sistema
de iluminação.
Marcio Brumatti nasceu em Vila-Velha, ES, Brasil, em
1978. Recebeu o título de engenheiro eletricista pela
Universidade Federal do Espírito Santo em 2001; e o título
de mestre em engenharia elétrica pela Universidade Federal
do Espírito Santo em 2003.
Desde 2003, ele é professor no Centro Federal de
Educação Tecnológica do Espírito Santo (CEFET-ES). As
suas áreas de interesse incluem fontes de alimentação
chaveadas, conversores com alto fator de potência e sistema
de iluminação.
Domingos S. L. Simonetti nasceu em Vitória, Brasil em
1961. Recebeu o título de engenheiro pela Universidade
Federal do Espírito Santo em 1984; o título de mestre pela
Universidade Federal de Santa Catarina em 1987; e o título
de doutor pela Universidade Politécnica de Madri, Espanha,
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
em 1995, todos em Engenharia Elétrica.
Desde 1984 ele é professor do departamento de
engenharia elétrica da Universidade Federal do Espírito
Santo (UFES). Seus interesses de pesquisa incluem
retificadores de alto fator de potência, filtros ativos de
potência, conversores com comutação suave e acionamento
de máquinas.
José Luiz de Freitas Vieira nasceu em Muqui-ES, Brasil,
em 1958. Recebeu o título de engenheiro pela Universidade
Federal do Espírito Santo em 1981; o título de mestre pela
Universidade Federal do Rio de Janeiro em 1986; e o título
de doutor pela Universidade Federal de Santa Catarina, em
1993, todos em Engenharia Elétrica.
Atualmente é professor titular do departamento de
engenharia elétrica da Universidade Federal do Espírito
Santo (UFES), onde trabalha desde 1982. É membro do
Laboratório de Eletrônica de Potência e Acionamento
Elétrica, onde desenvolve pesquisa em eletrônica de
potência.
59
60
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SIMULAÇÕES E TESTES DE SENSIBILIDADE DE ACIONAMENTOS A
VELOCIDADE VARIÁVEL FRENTE A AFUNDAMENTOS DE TENSÃO
Carla César Martins Cunha
Selênio Rocha Silva
Universidade Federal do Espírito Santo
Caixa Postal 01.9011
CEP 29.060-970 Vitória – ES
Brasil
[email protected]
Universidade Federal de Minas Gerais
Avenida Antônio Carlos, 6627
CEP 31270-901 Belo Horizonte – MG
Brasil
[email protected]
Resumo – Este trabalho avalia a suportabilidade de
dois acionamentos a velocidade variável (ASD´s)
trifásicos, de baixa potência (220/230V - 5kVA e 230V 2,2kW), frente a afundamentos de tensão oriundos de
faltas trifásicas equilibradas e desequilibradas, através
simulações e de uma montagem experimental para
levantamento das referidas curvas de sensibilidade,
conforme normas vigentes. Assim, procura-se verificar os
resultados até então apresentados na literatura
internacional, mas pouco explorados experimentalmente
com equipamentos comercializados no Brasil, cujas
informações inexistem nos catálogos dos referidos
equipamentos.
Palavras-Chave – Acionamentos a velocidade variável
(ASD's). Afundamentos de tensão (voltage sags). Curvas
de tolerância. Simulações. Testes experimentais.
VOLTAGE SAG TOLERANCE CURVES OF
ADJUSTABLE SPEED DRIVES: TESTING
AND SIMULATIONS
Abstract – This paper evaluates the ride-through
performance of two 3-phase low voltage ASD's (220/230V
- 5kVA e 230V - 2,2kW), during voltage sags due to threephase balanced and unbalanced faults, including
simulations and a experimental setup to determine
tolerance curves, as described in actual standards. In this
way, the results presented in the international literature,
and not experimentally explored with commercially
equipment available in Brazil, where there is no
information about these curves in the manufacturers
catalogue, will be verified.
1
Keywords – Adjustable speed drives (ASD´s). Voltage
sags. Tolerance Curves. Simulations. Experimental tests.
Artigo Submetido em 10/03/2003. Primeira Revisão em 29/04/2003.
Segunda Revisão em 26/06/2003. Aceito sob recomendação do Editor Geral
Prof. Carlos Alberto Canesin.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
I. INTRODUÇÃO
Com a finalidade de aumentar a eficiência e a economia de
energia, além de melhorar o controle de vários processos, a
utilização de acionamentos a velocidade variável (ASD’s Adjustable Speed Drives) em instalações industriais e
comerciais está crescendo. Entretanto, estes acionamentos
são, normalmente, susceptíveis a distúrbios de tensão, tais
como, afundamentos momentâneos de tensão (voltage sags),
sobretensões momentâneas (voltage swells), tensões
transitórias e interrupções momentâneas. Tal característica
tem exigido uma atenção especial por parte dos agentes
envolvidos, a saber, a transmissora e a distribuidora de
energia elétrica, o usuário, além, é claro, do fabricante do
equipamento. Assim, o conhecimento da sensibilidade destes
equipamentos constitui-se em poderosa ferramenta destes
agentes no combate aos problemas advindos dos citados
distúrbios.
De acordo com a literatura, afundamentos de tensão e
interrupções momentâneas são a principal causa de distúrbios
e estão, na maioria das vezes, relacionados à ocorrência de
faltas ou curto-circuitos em algum ponto do sistema.
Entretanto, os afundamentos de tensão são muito mais
comuns, uma vez que os mesmos podem estar associados a
faltas remotas ao local sob observação. Faltas ocorrendo em
sistemas de alta tensão podem provocar sags em regiões num
raio superior a centenas de quilômetros. Afirma-se ainda que
68% dos distúrbios registrados são afundamentos de tensão, e
que estes são os únicos responsáveis por perdas de produção
[1], [2]. Estas perdas são normalmente causadas por sags
mais profundos do que 87%, e com duração superior a 8,3ms
(0,5 ciclo).
Outra pesquisa [3] revela que um pouco mais do que 62%
de distúrbios registrados são afundamentos de tensão com
duração inferior a 0,5s (30 ciclos). Em outro estudo [1], com
17 meses de observação em duas indústrias, concluiu-se que
sags com duração não inferior a 12 ciclos e amplitudes
maiores, isto é, mais profundos, do que 80%, irão ocasionar
o desligamento (trip) do acionamento envolvido em um
processo contínuo. Comparando-se estes dados com as
"curvas de tolerância" CBEMA ou ITIC [4], alguns chegam a
afirmar que os acionamentos mais modernos parecem ser
mais sensíveis do que os equipamentos de processamento de
dados.
Em fábricas de papel ou tecido, um pequeno afundamento
de tensão pode fazer com que o acionamento introduza
flutuações de velocidade, as quais podem deteriorar a
qualidade do produto final. Adicionalmente, estes pequenos
61
distúrbios resultam em decréscimos na tensão no elo CC do
equipamento, levando-o ao desligamento por subtensão ou
por sobrecorrente. Este desligamento indesejado do ASD,
dentro de um processo contínuo, pode causar perdas
significativas da produção, além de custos relativos ao tempo
de interrupção do processo e à retomada da produção [5].
Estima-se que os prejuízos financeiros acumulados, nos
EUA, devido a distúrbios na rede, variam de US$ 20 a 100
bilhões por ano, quando a indústria registra perdas na faixa de
US$10 mil a US$ 1 milhão por evento [6]. No Brasil, avaliase que tais prejuízos possam chegar a US$ 2 bilhões por ano
[7].
Este projeto pretende realizar um estudo da
suportabilidade
destes
equipamentos
trifásicos
a
afundamentos de tensão, oriundos de faltas trifásicas
equilibradas e desequilibradas no sistema ao qual ele esteja
conectado, dentro das condições de fornecimento de energia
elétrica usuais no Brasil. Assim, o trabalho procura confirmar
os resultados até então apresentados na literatura
internacional, mas pouco explorados experimentalmente com
equipamentos comercializados no país.
II. ACIONAMENTOS A VELOCIDADE VARIÁVEL
A. Tolerância a Afundamentos de Tensão
O conceito de curva de tolerância de tensão para
equipamentos eletrônicos sensíveis, isto é, inicialmente para
computadores de instalações militares, foi introduzido em
1978 por Thomas Key [8]. Anos mais tarde, a curva de
tolerância de tensão resultante de seus testes tornou-se
conhecida como "curva CBEMA". Ela se popularizou quando
a associação CBEMA - Computer Businees Equipment
Manufacturer’s Association começou a utilizar a referida
curva como uma recomendação a seus membros.
Posteriormente, esta curva foi utilizada na elaboração da
norma IEEE Standard 446-1995 (Orange Book) e tornou-se
uma referência para tolerância de equipamentos frente a
variações de tensão, bem como para severidade de
afundamentos de tensão. Recentemente, a "curva CBEMA
revisada" foi adotada pelo ITIC – Information Technology
Industry Council, sucessor da CBEMA [4], [8]. Esta curva,
agora denominada "curva ITIC", é reproduzida na Figura 1.
Fig. 1. Curva ITIC de tolerância de computadores frente a voltage
sags. Revisada em 2000 [4].
Nesta nova curva de referência, considera-se que os
afundamentos de tensão para 80% da tensão nominal têm
uma duração típica de 10s, ao passo que sags para 70% não
permanecem por mais do que 0,5s. Por outro lado, as
interrupções momentâneas de tensão (0 a 10% da tensão
nominal) duram não mais do que 20ms, ou seja, um pouco
além de um ciclo em 60Hz.
62
B. Sensibilidade de ASD's a Afundamentos de Tensão
A resposta do acionamento de um motor CA a distúrbios
de tensão é fortemente dependente do algoritmo de controle e
das variáveis elétricas e mecânicas monitoradas, tanto do
acionamento, quanto do motor [9]. Durante um afundamento
de tensão, a tensão no elo CC irá experimentar um aumento
no ripple e uma diminuição do seu valor médio. Muitos
ASD’s são ajustados para operação no modo V/f constante,
onde a razão entre a tensão de saída do inversor PWM e a sua
freqüência é mantida linearmente constante, até o valor
nominal da velocidade ou da freqüência. Se a tensão na
entrada do acionamento sofre um afundamento, o ripple e/ou
a redução da tensão no elo CC irá refletir em uma redução na
amplitude da tensão na saída do inversor PWM.
Normalmente, este não é maior problema, tendo em vista que
o acionamento pode simplesmente aumentar a largura dos
pulsos para compensar a diferença.
Os circuitos de controle dos acionamentos mais modernos
monitoram a tensão no elo CC. Muitos fabricantes alimentam
tais circuitos diretamente a partir desta tensão CC, e não
monitoram a tensão da rede CA. Vários ASD’s, com
tecnologia já ultrapassada, mas que ainda se encontram em
operação em um grande número de indústrias, alimentam o
circuito de controle a partir da rede CA e, conseqüentemente,
são mais sensíveis a distúrbios de tensão na rede CA. Em um
esforço para manter o controle sobre o motor e ter uma
parada segura, o acionamento irá desligar o motor antes da
perda da alimentação do circuito de controle. Por outro lado,
em ASD’s mais modernos, o capacitor do elo CC armazena
energia suficiente para esses circuitos de controle. Como
resultado, este tipo de acionamento possui menos problemas
com distúrbios na rede CA.
A literatura apresenta diversos trabalhos envolvendo
testes de sensibilidade de acionamentos [1] [10] [11] [12]
[13] [14] [15]. Em [10] foram testados quatro diferentes
ASD’s trifásicos de 5hp, 460V, 60Hz, 1745rpm, e demais
ajustes de fábrica. Estes ensaios mostraram que
afundamentos de tensão mais profundos afetam os inversores
de freqüência de forma adversa. Além disto, a performance
destes equipamentos durante sags não pode ser determinada
por dados de placa.
Em outro estudo realizado pelo EPRI-PEAC (Electronic
Power Research Institute - Power Electronics Applications
Center), 17 acionamentos comerciais de 5hp foram testados e
em 90% deles ocorreu trip para sags abaixo de 50% da tensão
nominal, com duração de 5 ciclos [12]. Neste mesmo
trabalho, a performance de um ASD comercial de 5hp, 480V,
acrescido de um circuito (regulador chopper) conectado ao
elo CC, para aumento da tolerância a afundamentos de
tensão, foi avaliado.
Em [14], um acionamento de 15kW, 380V foi testado para
sags dos tipos A, D e C, carregamento do motor de 25% e
75% e tensão pré-sag de 0,95; 1,00 e 1,05 pu. Neste caso, o
carregamento do motor causou um efeito mínimo na
performance do ASD. Observou-se ainda que, para tensões
pré-sag maiores (1,05 pu), e afundamentos de pequena
duração, a tolerância do inversor de freqüência também
aumentou.
Outros testes de tolerância a afundamentos de tensão
realizados pelo EPRI-PEAC [11] destacaram a importância
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
do religamento síncrono. Afundamentos de tensão para 50%,
com duração de 5 ciclos, foram aplicados em dois modelos
comerciais de acionamentos trifásicos de 5hp, 460V,
alimentando um motor de 5hp, 1740rpm, com carregamento
de 75%. O Modelo A utilizava tecnologia PWM e controle
vetorial e possui religamento síncrono. Já o Modelo B, com
tecnologia senoidal, era dotado de religamento assíncrono.
Apesar do afundamento de tensão ter causado o desligamento
no inversor Modelo A, o acionamento retornou à operação
quase que instantaneamente após o afundamento de tensão,
com uma pequena queda da velocidade. Por outro lado, o
desligamento no Modelo B o desligou por quase 1 segundo
após o sag. Durante este intervalo, o acionamento cortou a
tensão para o motor e a velocidade deste diminuiu de
1740rpm para cerca de 1160rpm, quando o ASD realizou o
religamento. Entretanto, devido ao fato do Modelo B não ser
sincronizado com a tensão residual do motor, a velocidade
continuou a cair por mais 0,5 segundo, para
aproximadamente 180rpm. Neste ponto, o acionamento foi
novamente sincronizado com o motor, acelerando-o para
1740rpm em 3,5 segundos. Observa-se que o inversor
religamento síncrono permitiu uma queda de apenas 5% na
velocidade do motor e levou menos do que 0,5 segundo para
restaurar a velocidade ao seu valor nominal. Em
contrapartida, o ASD com religamento assíncrono admitiu
uma queda de 90% na velocidade do motor, e levou cerca de
4 segundos para restaurá-la. Em processos que suportam tal
variação de velocidade, os dois acionamentos podem ser
considerados imunes a afundamentos de tensão para 50%,
com duração de 5 ciclos, porque ambos religam o motor
automaticamente. Entretanto, somente o modelo com
religamento síncrono pode sustentar processos críticos que
requerem tanto velocidade quanto conjugado praticamente
constantes [11].
III. SIMULAÇÃO DE ASD'S
A. Modelo para Simulação
O sistema utilizado para realização das simulações
contém:
• Fonte ideal de tensão trifásica 60Hz, 220V, onde os
afundamentos de tensão são sintetizados.
• Inversor de freqüência trifásico (ASD1) composto de um
retificador a diodos; elo CC com indutor série (L=10µH e
R=0.5Ω) e capacitor shunt (C=1880µF); e inversor PWM
com controle vetorial (5kHz). Todos os componentes
passivos do acionamento são considerados ideais e nenhuma
malha de controle (corrente, velocidade, etc...) está
representada.
• Motor de indução trifásico, com rotor em gaiola de
esquilo, 2cv, 254/440 V (∆-Υ), 4 pólos, 60Hz,
1715 rpm, momento de inércia de 0.0045kg.m2, representado
por um motor de rotor bobinado equivalente e modelado
através de vetores espaciais, com os seguintes parâmetros:
Rs=1,4Ω; Rr=1,3Ω; Lm=110,49mH e Lls=Llr=6,48mH.
• Carga modelada por um conjugado constante.
Uma primeira aproximação para determinação do tempo
máximo de suportabilidade do inversor (tmáx) frente a
afundamentos de tensão pode ser obtida a partir de (1).
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Para isto deve-se conhecer a condição de carga (P), a
capacitância (C) e as tensões nominal (V0) e mínima (Vmín)
no elo CC do inversor [6].
t máx =
C (V0 − Vmín )
P
V0
(1)
Assim, para a condição de 100% de carga nominal do
motor, o tempo máximo de suportabilidade do ASD1, para
uma tensão mínima nominal no elo CC de 208V, foi
calculado como sendo 35,7ms, ou seja 2,14 ciclos, como
mostrado na Figura 2.
Fig. 2. Curva "teórica" de sensibilidade do ASD1 para
afundamentos de tensão do Tipo A.
Para estudo deste sistema, o modelo no domínio do tempo
foi equacionado e implementado no programa ACSL
(Advanced Continuous Simmulation Language), cujo
diagrama de blocos é mostrado na Figura 3.
Fig. 3. Modelo do sistema implementado no Graphic Modeller do
ACSL.
B. Sags Trifásicos Equilibrados Tipo "A"
As Figuras 4 e 5 apresentam a operação do inversor de
freqüência frente a um afundamento de tensão equilibrado
para 80% e 50% da tensão nominal, respectivamente, com
duração de 6 ciclos (100ms) na situação de 100% de carga no
motor (8,3N.m).
63
(a)
(a)
(b)
(b)
(c)
(c)
Fig. 4. Operação do ASD1 frente a sag do Tipo A, para 80%, com
duração de 100ms. (a) Tensão fase-neutro e corrente de linha; (b)
Conjugado de carga, conjugado eletromagnético e velocidade; (c)
Tensão na saída do retificador, tensão no elo CC e corrente no
indutor do ASD. Simulação.
Fig. 5. Operação do ASD1 frente a sag do Tipo A, para 50%, com
duração de 100ms. (a) Tensão fase-neutro e corrente de linha; (b)
Conjugado de carga, conjugado eletromagnético e velocidade; (c)
Tensão na saída do retificador, tensão no elo CC e corrente no
indutor do ASD. Simulação.
64
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Desta forma, várias simulações foram realizadas com o
objetivo de se obter curvas de susceptibilidade do inversor de
freqüência (ASD1) frente a afundamentos de tensão. A
Figura 6 mostra, então, a referida curva com os resultados das
simulações e dos testes experimentais, no caso de
afundamentos de tensão do Tipo A.
(a)
• O inversor de freqüência trifásico ASD1, 220/ 230V,
5kVA, 5kHz; e o inversor ASD2, 230V, 2,2kW, 4kHz, ambos
utilizados com o ajuste de parâmetros (programação) de
fábrica;
• Motor de indução trifásico, com rotor em gaiola de
esquilo, 2cv, 254/440 V (∆-Υ), 4 pólos, 60Hz,
1715 rpm, momento de inércia de 0.0045kg.m2;
• Finalmente, a carga é representada por um gerador CC,
alimentando um banco de resistores variáveis, de forma que a
sua corrente de armadura permaneça constante, a fim de se
representar uma carga do tipo conjugado constante.
A fonte de tensão programável sintetiza os afundamentos
de tensão, onde se pode ajustar a amplitude das tensões de
fase e o tempo de duração dos afundamentos de tensão. Cabe
observar que o ângulo de fase das tensões de fase permanece
constante (0o, 240o e 120o) durante os afundamentos de
tensão, não constituindo um parâmetro programável do
equipamento em questão.
Com o sistema operando em regime permanente, e com
tensões trifásicas equilibradas e valor nominal, o sag
programado é aplicado ao inversor de freqüência, conforme
IEC 1000-4-11 [16]. Para os testes realizados, a tensão na
entrada do acionamento, bem como a tensão no elo CC, a
corrente de linha e a velocidade do motor foram monitoradas.
Tais procedimentos foram repetidos para a análise do efeito
de diferentes tipos de afundamentos de tensão nos dois
ASD’s de modelos distintos, além de condições de operação
do acionamento diferenciadas.
Fig. 7. Diagrama de blocos do sistema utilizados para os testes de
acionamentos a velocidade variável.
(b)
Fig. 6. Curvas de sensibilidade do ASD1 para sags do
Tipo A (a) com 100% da carga e (b) 50% da carga. Simulação.
IV. LEVANTAMENTO EXPERIMENTAL DE CURVAS DE
SENSIBILIDADE
A. Descrição do Sistema
Com a finalidade de avaliar e comparar a suportabilidade
de ASD’s frente a afundamentos de tensão comercializados
no Brasil, e já disponíveis no Laboratório de Aplicações
Industriais do Departamento de Engenharia Elétrica da
UFMG, realizou-se uma montagem experimental para
levantamento das referidas curvas de sensibilidade, objeto
deste projeto.
O sistema utilizado para realização dos testes,
representado no diagrama de blocos da Figura 7, é composto
de:
• Uma fonte de tensão trifásica programável, ASX-360 da
Pacific Power Source, 132Vφ-N, 6kVA;
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
B. Sags Trifásicos Equilibrados Tipo "A"
Para afundamentos de tensão trifásicos equilibrados, Tipo
A, segundo classificação de [8], variando de 90% a 10% da
tensão nominal (220V), além de interrupções momentâneas,
com duração de 0,5 ciclo a 1,0 minuto, testes no sistema
descrito anteriormente foram realizados, com carregamentos
de 100% (8,3N.m) e 50% (4,14N.m).
A título de ilustração, a Figura 8 mostra o perfil da tensão
Vab aplicada ao ASD1, bem como a corrente Ia de linha do
motor, no caso de um afundamento de tensão para 70% da
tensão nominal, com duração de 2 e 5 ciclos, na situação de
100% de carga no motor. Por outro lado, a Figura 9 mostra o
perfil da tensão no elo CC do ASD1, além da velocidade
mecânica, para o mesmo caso anterior, ou seja, um sag para
70% da tensão nominal, com duração de 2 e 5 ciclos, na
situação de 100% de carga. Observa-se, na Figura 9.b,
durante o afundamento de tensão de 5 ciclos, que a tensão no
elo CC atinge o valor mínimo de 208V permitido pelo ASD1,
levando-o ao desligamento por "subtensão no circuito
intermediário". Este desligamento causa a interrupção da
alimentação do motor, como mostra a Figura 8.b.
65
(a)
(b)
Fig. 8. Tensão de linha Vab do ASD1 e corrente de linha Ia no motor, frente a um sag para 70%, durante
(a) 2 ciclos e (b) 5 ciclos. Testes.
(a)
(b)
Fig. 9. Tensão no elo CC do ASD1 e velocidade mecânica do motor, frente a um sag para 70%, durante
(a) 2 ciclos e (b) 5 ciclos. Testes.
A Figura 10 apresenta a curva de tolerância do ASD1
encontrada para este tipo de afundamento de tensão, com
carregamento de 100% do motor, bem como a curva de
tolerância ITIC [4]. Observa-se que nos casos de sags para
50% a 40%, o inversor de freqüência em questão apresenta
uma maior sensibilidade quando comparado com a curva de
referência ITIC. Por outro lado, a suportabilidade dos
mesmos frente a afundamentos de tensão acima de 70%
mostra-se superior à citada referência.
No caso de interrupções momentâneas de tensão, o ASD1
em teste, com carregamento de 100%, desliga para eventos
com duração igual ou superior a 2 ciclos.
Considerando-se que as correntes envolvidas no sistema
encontravam-se em patamares muito próximos dos valores
máximos permitidos pelos dispositivos de proteção, optou-se
pela continuidade dos testes com carga no motor de apenas
50%.
Assim, a Figura 11 mostra os resultados alcançados nos
ensaios dos dois inversores anteriormente descritos, para
sags oriundos de faltas trifásicas na rede, também
comparados com a curva de tolerância ITIC.
Ressalta-se a característica mais linear do ASD2 e sua
maior suportabilidade a sags do Tipo A para até 50%, tanto
em relação ao ASD1, quanto aos valores de referência ITIC.
66
Por outro lado, verifica-se uma performance inferior do
ASD2 frente a sags mais profundos que 45%.
Observa-se ainda a pouca influência do carregamento do
motor na sensibilidade do ASD, aumentando em 1,5 ciclos a
tolerância do inversor a um sag para 70%, no caso de uma
redução de 50% na carga, como relatado em [14].
Fig. 10. Curva de tolerância do inversor de freqüência ASD1 para
sags trifásicos equilibrados. Testes.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Fig. 11. Curva de tolerância dos inversores em teste para sags
trifásicos equilibrados (Carga conjugado constante de 50%).
Testes.
Fig. 13. Curva de tolerância do inversor de freqüência ASD1 para
sags trifásicos desequilibrados do Tipo C*, com carga conjugado
constante de 50%. Testes.
C. Sags Trifásicos Desequilibrados Tipo "D"
Para afundamentos de tensão trifásicos desequilibrados do
Tipo D [[8], ou seja, resultantes de faltas fase-fase na rede
para uma carga ligada em delta, testes semelhantes foram
realizados. As amplitudes das tensões de duas fases foram
variando de 90% a 0, em períodos de tempo de 0,5 ciclo a 1,0
minuto. Nestes casos, o carregamento do motor foi mantido
constante em 50% do valor nominal (4,14N.m).
Os resultados são apresentados na Figura 12 a seguir,
onde se observa uma suportabilidade bastante superior do
ASD2 comparado ao ASD1.
Nestes casos, verifica-se a alta performance destes
equipamentos frente a afundamentos de tensão devido às
faltas monofásicas na rede. Tal comportamento já era
esperado, considerando-se que os acionamentos são uma
carga ligada em delta, onde somente as tensões de linha são
de interesse.
Observa-se que os resultados verificados nos testes
experimentais são praticamente os mesmos daqueles obtidos
através de simulações, em especial no caso de o inversor
estar acionando um motor com carga nominal (Figura 10), o
que permite validar o modelo de simulação adotado.
V. CONCLUSÕES
Fig. 12. Curva de tolerância dos em teste para sags desequilibrados
do Tipo D (Carga conjugado constante de 50%). Testes.
D. Sags Trifásicos Desequilibrados Tipo "C*"
Oriundos de faltas monofásicas na rede para cargas em
delta, os afundamentos de tensão trifásicos desequilibrados
do Tipo C* são caracterizados por manter uma das tensões de
linha no seu valor nominal.
A Figura 13 mostra a curva de tolerância do ASD1 frente
a sags do Tipo C*. Convém ressaltar que o ASD2 suportou
todos os sags aplicados, bem como interrupções
momentâneas, por um período superior a 1,0 minuto.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Sendo os fenômenos de afundamentos de tensão, dentre
aqueles relacionados à qualidade da energia elétrica, os
responsáveis pelo maior índice de interrupção nos processos
produtivos, com conseqüente prejuízo econômico na
indústria e no comércio, o estudo de desempenho de
equipamentos frente a estes fenômenos é de primordial
importância.
A sensibilidade dos acionamentos testados frente a
afundamentos de tensão equilibrados (Tipo A) é bem
superior quando comparada com a situação de ocorrência de
sags desequilibrados (Tipos D ou C*), como já era previsto.
No primeiro caso, as curvas de tolerância resultantes
apontam para equipamentos de baixa sensibilidade, quando
comparados com a "curva ITIC". Vale a pena ressaltar que o
ajuste de parâmetros dos ASD’s sob teste é o padrão, isto é,
de fábrica, onde o controle V/F é implementado e as malhas
de corrente desabilitadas. Neste caso, a opção de religamento
automático também estava desabilitada.
Para avaliação da tolerância dos inversores de freqüência
em questão, a figura de mérito utilizada é o desligamento da
tensão de saída do ASD, o que ocorreu, em todos os casos,
devido a subtensão no elo CC. Entretanto, acredita-se que o
ajuste do relé de subtensão no elo CC esteja demasiadamente
elevado, causando desligamentos desnecessários, quando o
inversor ainda seria capaz de sintetizar a tensão de saída
requerida pela carga, e a fonte do circuito de controle manter
a necessária tensão de segurança.
67
Os testes realizados apontam para resultados com um bom
nível de confiabilidade, mas que pode ser melhorado. Como
dito anteriormente, a fonte de tensão programável somente
ajusta a amplitude das tensões de fase e o tempo de duração
dos sags para sintetizar os afundamentos de tensão. Cabe
mais uma vez observar que o ângulo de fase das tensões de
fase permanece constante (0o, 240o e 120o) durante os
afundamentos de tensão, não constituindo um parâmetro
programável do equipamento em questão. Por outro lado, o
"ponto na onda" onde ocorre o sag, bem como o "ângulo de
deslocamento" do mesmo, devido às impedâncias do sistema,
também não foram aqui considerados.
Por fim, o modelo de simulação desenvolvido reflete, de
forma bastante satisfatória, o comportamento dos
equipamentos sob teste.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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an Industry With Adjustable Speed Drives". IEEE
Industry Applications Magazine. pp.16-19. January /
February 1996.
[2] V.E. Wagner, A.A. Andreshak and J.P. Staniak. "Power
Quality and Factory Automation". IEEE Transactions on
Industry Applications. Vol.26. No.4. pp.620-626. July /
August 1990.
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Industry". Proceedings of the IEEE Annual Textile
Industry Technical Conference. pp. 11/1-11/4. 1989.
[4] http://www.itic.org/technical/iticurve.pdf
[5] M.H.J. Bollen. "Voltage Sags in Three-Phase Systems".
IEEE Power Engineering Review. pp. 8-11,15.
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[6] A. von Jouanne, P.N. Enjeti and B. Banerjee.
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Adjustable - Speed Drives". IEEE Trans. On Industry
Applications. Vol.35. pp. 908-916. July/August 1999.
[7] J.P. Abreu, J.M. Carvalho Fo. e F.M. Vilas-Boas.
"Medidas Para Reduzir o Impacto de Depressões de
Tensão na Produção". Revista Eletricidade Moderna.
Págs. 100-108. Março / 1999.
[8] Math H.J. Bollen. Understanding Power Quality
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on Power Engineering. New York. 2000.
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Sags on AC Motor Drives". Proceedings of the IEEE
Annual on Textile, Fiber and Film Industry Technical
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68
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Adjustable-Speed Drives". EPRI Power Electronics
Applications Center. Brief No. 9. January 1993.
[11] "Ride-Through Performance of Adjustable-Speed Drives
With Flying Restart". EPRI Power Electronics
Applications Center. Brief No. 30. November 1995.
[12] "Performance of an ASD Ride-Through Device During
Voltage Sags". EPRI Power Electronics Applications
Center. Brief No. 34. May 1996.
[13] E.G. Strangas, V.E. Wagner and T.D. Unruh. "Variable
Speed Drives Evaluation Test". IEEE Industry
Applications Magazine. pp.53-57. January / February
1998.
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Koch. "Analysis of Voltage Dips (Sag) Testing Results
of a 15kW PWM Adjustable Speed Drive (ASD)".
Proceedings of the IEEE International Conference on
Electrical Machines and Drives. IEMD’99. pp. 213-215.
1999.
[15] I.C. de Albuquerque e R.P.S. Leão. "Avaliação da
Resposta de Equipamentos Eletrônicos Usados na
Indústria Petroquímica Quando Submetidos a
Afundamentos de Tensão e Interrupções de Curta
Duração". Encontro UFC e Indústria do Petróleo e Gás
Natural. Fortaleza-CE. Outubro 2002.
[16] IEC Standard 1000-4-11 (1994). "Electromagnetic
compatibility (EMC). Part 4: Testing and measuring
techniques – Section 11: Voltage dips, short
interruptions and voltage variations immunity tests".
DADOS BIOGRÁFICOS
Carla César Martins Cunha, nascida em 06/08/1966 em
Varginha-MG, é engenheira eletricista (1988) e mestre em
Engenharia Elétrica (1991) pela Universidade Federal de
Minas Gerais - UFMG. Desde 1992 é professora assistente
da Universidade Federal do Espírito Santo - UFES e
atualmente encontra-se em doutoramento na UFMG. Suas
áreas de interesse são: acionamentos e máquinas elétricas e
qualidade da energia elétrica.
Selênio Rocha Silva é engenheiro eletricista (1980), mestre
(1984) e doutor (1989) em Engenharia Elétrica pela
Universidade Federal da Paraíba - UFPB (Campina Grande).
Atualmente é professor titular da Universidade Federal de
Minas Gerais - UFMG, onde atua desde 1982 nas seguintes
áreas: máquinas elétricas e dispositivos de potência,
conversão e retificação da energia elétrica, geração (eólica)
da energia elétrica e eletrônica industrial.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SIMULACÃO DO DESEMPENHO DE MOTORES E GERADORES DE
RELUTÂNCIA CHAVEADOS
Pedro P. de Paula1, Wanderlei M. da Silva1, José R. Cardoso2 e Sílvio I. Nabeta2
1
Universidade Cruzeiro do Sul - UNICSUL
2
Universidade de São Paulo - USP
São Paulo – SP – Brasil
e-mail: 1 [email protected]; 2 [email protected]
Resumo – Este artigo mostra alguns aspectos da
simulação de motores e geradores de relutância
chaveados. Utiliza-se inicialmente o método dos
elementos finitos magnetostático para a obtenção das
curvas de torque e fluxo concatenado versus corrente de
fase e posição angular do rotor. Estes resultados são
utilizados para o desenvolvimento de simulações com
métodos analíticos usando-se o programa Mathcad. Em
seguida, utiliza-se o método dos elementos finitos
acoplado com as equações de circuitos para a simulação
do desempenho, tanto como motor, como no
funcionamento como gerador. São apresentados também
alguns resultados experimentais. Os protótipos utilizados
têm 3 fases, 6 pólos no estator e 4 pólos no rotor.
Palavras-chave – método dos elementos finitos;
motor/gerador de relutância chaveado; simulação.
SWITCHED RELUCTANCE MOTOR AND
GENERATOR PERFORMANCE
SIMULATION
Abstract - This paper shows the simulation of switched
reluctance motors and generators. The magnetostatic
finite-element method is used to obtain the static torque
and linkage flux versus phase current and rotor position.
These results are used to develop the performance
simulations in a Mathcad environment. The simulation
with the finite-element method coupled with circuit
equations is also focused. The main features of both
methods are discussed. Some test results are presented.
The machines prototypes have 3 phases, 6 stator poles
and 4 rotor poles.
Keywords - finite-element method; switched reluctance
motor/generator, simulation.
I. INTRODUCÃO
No atual contexto do desenvolvimento tecnológico, os
engenheiros dispõem1 de inúmeras alternativas para o
acionamento de cargas mecânicas em velocidade variável e
os motores de relutância chaveados se apresentam como uma
alternativa viável em inúmeras aplicações. Embora este tipo
de máquina seja conhecido desde meados do século XIX, sua
utilização prática em larga escala somente está se tornando
viável graças aos avanços da eletrônica de potência, do
Artigo Submetido em 09/03/2003. Primeira Revisão em 26/04/2003.
Segunda Revisão em 18/06/2003. Aceito sob recomendação do Editor
Especial Prof. Richard Magdalena Stephan.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
controle eletrônico e do projeto assistido por computador,
ocorridos nas últimas décadas[1].
A aplicação deste tipo de máquina como gerador elétrico
ou como freio regenerativo também está encontrando seus
espaços nos novos sistemas e equipamentos, tais como,
gerador de bordo em aviões, motor de arranque e gerador de
automóveis e geradores eólicos. Conforme já demonstrado
em laboratório e em alguns protótipos, esta máquina também
apresenta um excelente desempenho na geração de energia
elétrica em regimes de velocidade variável [2-6].
Com a finalidade do aproveitamento dos seus aspectos
vantajosos em novas aplicações, torna-se necessário o
desenvolvimento de técnicas de projeto específicas para estes
novos tipos de máquinas elétricas. Assim, uma das
finalidades deste artigo é apresentar uma contribuição a este
enfoque, ao desenvolvimento de ferramentas específicas de
projeto, mais particularmente, nos aspectos relacionados à
simulação
computacional
do
desempenho
destes
acionamentos. Assim, num primeiro momento torna-se
conveniente destacar alguns aspectos relacionados a este
tema onde se insere este artigo:
a) desde os primórdios da disponibilização de
computadores, eles foram usados para o projeto de máquinas
elétricas, inicialmente, simplesmente codificando métodos de
projeto consagrados pela prática;
b) nas duas últimas décadas, observou-se um forte
desenvolvimento dos programas de elementos finitos
disponíveis comercialmente capazes de resolver problemas
eletromagnéticos em duas ou três dimensões;
c) os mais recentes desenvolvimentos destes programas
oferecem as possibilidades de levar em consideração as
correntes parasitas, os transientes eletromagnéticos e o
acoplamento com as equações de circuitos elétricos, com as
equações mecânicas e térmicas. Porém, destaca-se que estes
tipos de abordagens somente podem ser feitos por pessoal
altamente especializado;
d) o método dos elementos finitos (MEF) se apresenta
muito mais como uma ferramenta de análise do que como
ferramenta de projeto, que, dependendo do tipo de análise
que se pretende fazer, o tempo de processamento pode se
tornar um sério obstáculo. Entretanto, trata-se de uma
ferramenta extremamente útil para a compreensão de certos
tipos de fenômenos cujo estudo seria inviável por métodos
mais convencionais;
e) um outro aspecto a destacar é o surgimento de métodos
de projeto baseados em planilhas e formulações analíticas
usando, por exemplo, o programa Excel ou Delphi e o
desenvolvimento de simulações com modelos analíticos mais
simplificados usando o programa Mathcad (que será
apresentado neste artigo) ou Matlab/Simulink. As simulações
69
com modelos mais simplificados permitem a avaliação dos
efeitos de diversos parâmetros sobre o projeto global com
uma redução do tempo de processamento.
Neste artigo será feita inicialmente uma explanação de
aspectos construtivos e de funcionamento deste tipo de
máquina elétrica. Em seguida, será feita uma abordagem do
uso do método dos elementos finitos, caso magnetostático,
para a obtenção das curvas características de fluxo
concatenado e torque em função da posição angular do rotor
e da corrente. A partir destes dados, serão apresentados os
aspectos concernentes à simulação do desempenho usando o
programa Mathcad. Serão apresentados também os aspectos
relacionados à simulação do desempenho, como motor e
como gerador, usando o método dos elementos finitos
acoplado com as equações de circuitos. Para finalizar o
trabalho serão apresentados alguns resultados experimentais
e comparações com as simulações com alguns comentários e
conclusões obtidas.
II. MOTOR DE RELUTÂNCIA CHAVEADO
Os motores e geradores de relutância chaveados se
destacam entre os demais tipos de acionamentos elétricos
pela sua simplicidade construtiva, aliada com um alto
rendimento e flexibilidade operacional. A configuração do
conversor eletrônico necessário para a alimentação da
máquina elétrica também é bastante simples e requer um
número de chaves de potência menor do que os dos demais
tipos de máquinas. Desta forma é possível obter um
acionamento em velocidade variável com alto rendimento e
de baixo custo para os mais diversos tipos de aplicações
industriais, domésticas, comerciais e de serviços públicos.
Destaca-se também o fato de que este tipo de máquina
elétrica não se comporta como as máquinas elétricas
convencionais que são capazes de funcionar em regime
permanente com valores constantes de tensões ou correntes,
eficazes ou instantâneos, conforme se tratem de máquinas
CA ou CC. Na verdade, as formas de onda das correntes
dependem fortemente dos ajustes dos parâmetros de controle
e a otimização do seu desempenho é possibilitada pelo
desenvolvimento de algoritmos de controle adequados.
Com a finalidade de ilustrar a descrição, são apresentadas
as Figs. 1 e 2, que são representativas dos protótipos. Como
pode ser observado na Fig. 1, o motor de relutância chaveado
apresenta pólos salientes no estator e no rotor, e é construído
com pacotes de lâminas de aço silício, montadas em planos
perpendiculares ao eixo. Não há enrolamentos de nenhuma
espécie no rotor e nem ímãs permanentes e, portanto, não há
anéis, escovas e nem comutadores. Para assegurar a
possibilidade de partida em qualquer posição angular do
rotor, os números de pólos do estator e do rotor têm que ser
diferentes. Os protótipos utilizados neste trabalho têm 3
fases, 6 pólos no estator e 4 pólos no rotor. As bobinas das
fases são concêntricas e são montadas em pólos
diametralmente opostos do estator com adequadas
polaridades.
Devido ao fato de o motor desenvolver unicamente torque
de relutância, o sentido do torque a ser desenvolvido
dependerá unicamente das posições relativas dos pólos do
rotor em relação à fase que estiver sendo energizada. Disto
decorre também a possibilidade de operação em ambos os
sentidos de rotação. Adicionalmente, o sentido de corrente
70
nas fases não afeta o sentido de torque e, portanto, as fases
do motor são alimentadas com correntes unidirecionais
simplificando bastante o seu conversor e minimizando o
número de chaves necessárias por fase.
Na sua operação, o motor necessita de sensores de posição
angular para o chaveamento das fases e o sentido de rotação
dependerá exclusivamente da seqüência de chaveamento. O
chaveamento das fases é definido pelo sistema de controle,
levando-se em conta os sinais dos sensores e a velocidade.
Devido à sua forma construtiva e ao seu próprio princípio de
funcionamento, a indutância de cada fase varia fortemente
com a posição angular do rotor e com o nível de saturação
dos materiais ferromagnéticos. O valor máximo da
indutância de uma fase ocorrerá quando um par de pólos do
rotor está alinhado com os respectivos pólos do estator. O
valor mínimo ocorrerá quando o eixo interpolar do rotor
estiver alinhado com os respectivos pólos do estator. Quanto
maior for a relação entre estes valores máximo e mínimo,
maior será a relação torque desenvolvido/ampère.
Fig. 1 – Seção transversal e mapeamento do fluxo
A Fig. 2 apresenta o esquema do conversor utilizado neste
trabalho que permite a operação nos quatro quadrantes. Neste
esquema, as fases são independentes umas das outras e se
ocorrer uma falha em uma fase, a máquina poderá continuar
operando com uma potência menor. Este tipo de conversor é
largamente utilizado nas aplicações.
Fig. 2 –Conversor em meia-ponte assimétrica
Há dois modos de operação para este conversor: a
operação no modo de pulso único e a operação com o
recortamento da tensão do barramento CC. O ângulo de
condução de cada fase é determinado pela lógica de controle
a partir dos sinais do sensor de posição angular do rotor. No
modo de recortamento de tensão, durante o período de
condução, as chaves de potência são ligadas e desligadas
numa freqüência elevada para controlar o valor médio da
tensão de fase e limitar a corrente. A modulação por largura
de pulso (PWM) pode ser usada para limitar a corrente nas
faixas inferiores e intermediárias de velocidade. Define-se a
velocidade de base como a máxima na qual o motor
desenvolve máximo torque, ou a menor velocidade na qual o
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
motor desenvolve máxima potência. Acima da velocidade de
base, o tempo de condução das chaves será tal que as chaves
de potência de cada fase serão ligadas e desligadas uma única
vez em cada período de condução. Este modo de operação é
o que se convenciona denominar modo de pulso único.
A operação como gerador refere-se, unicamente, ao modo
de operação de pulso único e é obtido através de um
adequado atraso do ângulo de condução das chaves de
potência. A aplicação desta máquina como gerador está
sendo considerada em aplicações que requerem uma larga
faixa de velocidades, robustez, funcionamento em ambientes
agressivos e tolerância à falhas. O gerador alimenta o
barramento CC através do mesmo conversor utilizado para a
operação como motor. Tudo o que se precisa fazer é suprir a
energia mecânica necessária e dispor de um adequado
sistema de controle para provocar o atraso dos ângulos de
condução das fases. O gerador apresentado neste artigo é
auto-excitado, ou seja, não necessita permanentemente de
uma fonte para criar o fluxo concatenado com as fases. Os
ângulos de controle podem ser adequadamente ajustados para
otimizar a operação do equipamento.
III. MEF – CASO MAGNETOSTÁTICO
A primeira etapa para o projeto de uma nova máquina é a
utilização das equações clássicas ou a utilização de métodos
baseados em planilhas eletrônicas, conforme citadas
anteriormente, para a obtenção das dimensões principais da
máquina. Estas equações estão relacionadas ao carregamento
elétrico e ao carregamento magnético. Levando-se em
consideração os requisitos a serem atendidos, os recursos
disponíveis e eventuais restrições, esta primeira etapa fornece
as dimensões principais da máquina. Após esta primeira
etapa, deve-se utilizar algum método de refinamento da
solução ou soluções encontradas, visando a obtenção das
dimensões finais. Este método poderá consistir no uso
balanceado de técnicas mais clássicas com computacionais.
Um outro aspecto a ser considerado é o desenvolvimento
das atividades de fabricação e experimentais com protótipos.
Estas atividades devem ser ponderadas, pois, podem se tornar
sérios inconvenientes para o desenvolvimento de novos
produtos com preços competitivos. Atualmente, com os
modernos métodos computacionais que são cada vez mais
precisos e confiáveis, uma boa parte dos custos com
atividades com protótipos pode ser evitada.
As atividades descritas neste artigo foram desenvolvidas
utilizando-se o programa Flux2D [7] que resolve problemas
de campos eletromagnéticos complexos através do método
dos elementos finitos (MEF). A solução de problemas com
geometria bi-dimensional é obtida pela discretização da
seção transversal do motor num grande número de pequenos
elementos de área denominados elementos finitos, mostrados
na Fig. 3. Este programa leva em consideração as nãolinearidades do domínio de estudo para resolver as equações
diferenciais de forma a obter os valores nodais do vetor
potencial magnético A. A partir disto todas as grandezas de
campo de interesse tais como, a indução magnética, o fluxo
magnético e outras podem ser determinadas.
A seção transversal em estudo é dividida em regiões
caracterizadas pelos diferentes materiais usados na
construção dos vários componentes da máquina, tais como, o
eixo, as lâminas do rotor, as lâminas do estator, os
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
condutores, o entreferro, etc. Cada material é caracterizado
pelas suas propriedades físicas. Considera-se que todos os
materiais são isotrópicos.
O domínio de estudo contém 9926 elementos triangulares.
O maior refinamento da malha é feito em torno do entreferro
pois, é nessa parte que se espera obter uma maior variação
das grandezas eletromagnéticas. O entreferro é representado
por um anel e é caracterizado como sendo um entreferro
rotativo. Esta é uma ferramenta disponível no programa
Flux2D desenvolvida para facilitar os estudos de geometrias
nas quais ocorrem movimentos relativos entre regiões, como,
por exemplo, o movimento do rotor em relação ao estator. O
entreferro rotativo consiste numa superfície com uma única
camada de elementos. Este entreferro rotativo permite um
melhoramento na solução de problemas deste tipo porque a
cada deslocamento do rotor, ele somente reconstrói a sua
própria malha, conservando a malha de todo o restante da
geometria.
Fig. 3 – Malha de elementos finitos
Nos cálculos magnetostáticos da geometria, a condição de
Dirichlet é imposta aos nós pertencentes à circunferência que
delimita externamente as laminações do estator, ou seja,
nenhuma linha de fluxo magnético a atravessa.
Uma vez obtida a solução para o problema de campo
eletromagnético, o estágio de pós-processamento deste
programa possibilita: mapeamento do fluxo magnético, fluxo
concatenado com as bobinas, densidade de fluxo magnético,
gráfico da densidade de fluxo magnético, representação das
grandezas físicas por meio de vetores, força e torque,
indutâncias próprias e mútuas e outras grandezas físicas de
interesse. Este programa dispõe de dois tipos de rotinas de
pós-processamento: uma numérica e uma gráfica para a
visualização dos resultados.
A. Alguns Resultados do Caso Magnetostático
O caso magnetostático do MEF oferece diversos tipos de
resultados úteis para o projeto e alguns são apresentados para
possibilitar alguns comentários da sua utilização.
Destaca-se, em primeiro lugar, a Fig. 1 que apresenta o
mapeamento do fluxo magnético na seção transversal da
máquina em estudo, para uma determinada posição angular
do rotor e para um determinado valor de corrente contínua e
constante numa das fases. Diversos outros tipos de
mapeamentos de grandezas eletromagnéticas podem ser
obtidos com este procedimento, tais como, densidade de
fluxo magnético, densidade de corrente, permeabilidade,
intensidade de campo magnético, etc. Estes mapeamentos
71
0,5
flux linkage (WB turns)
aligned
0,4
que, por sua vez, contribuem para a ondulação do torque da
máquina, que podem provocar vibrações e ruídos. Este
programa pode ser também adequadamente utilizado para
projetar a geometria dos pólos visando também a otimização
sob estes pontos de vista.
0,12
I=1A
0,10
Inductance (H)
são feitos para diversas posições do rotor, numa faixa
equivalente a pelo menos, meio passo polar. Em cada
posição angular escolhida, os mapeamentos são produzidos
para valores de corrente dentro da faixa de utilização da
máquina, definida em função dos diversos aspectos
pertinentes do projeto. Para cada posição do rotor, pode-se
determinar, uma curva de magnetização que apresenta o
fluxo concatenado com a fase em função da corrente. A Fig.
4 apresenta as curvas de magnetização para cinco posições
angulares diferentes.
0,06
0,04
0,3
0,02
0,2
0,00
I = 12 A
60
80
100
120
rotor position (degrees)
0,1
Fig. 5 – Indutância própria
unaligned
0,0
12 A
8
0
2
4
6
8
10
12
7
current (A)
6
Nesta figura pode-se observar alguns aspectos típicos
deste tipo de máquina. Na posição correspondente ao
alinhamento do eixo interpolar do rotor com o eixo da fase
energizada, verifica-se um comportamento praticamente
linear em toda a faixa de correntes. Isto é uma conseqüência
do grande entreferro existente em torno desta posição. No
outro extremo, verifica-se a forte saturação que ocorre nos
meios ferromagnéticos quando o eixo polar do rotor se
encontra alinhado com o eixo polar da fase energizada e
devido ao entreferro menor possível adotado na construção
deste tipo de máquina. Para minimizar a potência aparente do
conversor eletrônico a máquina deve ser fortemente saturada
nestas regiões onde ocorre a superposição total ou parcial dos
pólos do rotor e do estator. Assim, este método é bastante util
para o projeto da geometria dos pólos e das coroas do rotor e
do estator de forma a atender a este requisito.
O estágio de pós-processamento deste programa também
possibilita o cálculo da indutância própria da fase em função
da posição angular e da corrente, conforme mostrado na Fig.
5. A indutância mantém o valor mínimo enquanto não ocorre
a superposição dos pólos do rotor e do estator e praticamente
não é afetada pela corrente. Com o deslocamento do rotor,
após o início da superposição dos pólos, inicia-se um
aumento do valor da indutância, até que o seu valor máximo
é atingido na posição de alinhamento dos pólos do rotor e do
estator. Em torno desta posição de alinhamento, pode-se
observar a pronunciada influência da corrente (saturação).
A Fig. 6 mostra as características de torque estático em
função da corrente e da posição angular do rotor. Nesta
figura pode-se observar o fato de que o torque não é nulo
antes de se iniciar a superposição dos pólos por causa do
espraiamento de fluxo. Nas posições do rotor em torno da
posição de alinhamento dos pólos, pode-se observar um certo
arredondamento das curvas provocado pela forte saturação
dos pólos do rotor e do estator. A saturação dos pólos, se por
um lado é desejável para assegurar a minimização da
potência aparente do conversor, por outro, provoca estes
arredondamentos destas características de torque estático,
torque (N.m)
Fig. 4 – Curvas de magnetização
72
0,08
8A
5
4
3
2
4A
1
0
50
60
70
80
90
rotor position (degrees)
Fig. 6 – Torque estático
IV. SIMULAÇÕES COM MATHCAD
A simulação do desempenho com velocidade constante é
feita utilizando-se o programa Mathcad. Para a realização
destas simulações, assume-se que as mútuas indutâncias
entre fases são desprezíveis. Esta simulação possibilita a
determinação dos valores instantâneos da corrente de fase e
do fluxo concatenado no modo de operação de pulso único.
Esta simulação também possibilita a determinação das curvas
dos valores instantâneos de fluxo concatenado versus a
corrente de fase. Demonstra-se que estas curvas, para um
ciclo do funcionamento da fase da máquina, definem uma
superfície cuja área é proporcional ao torque médio
desenvolvido [1,2]. Este método de simulação está sendo
aprimorado para possibilitar o cálculo dos valores
instantâneos do torque desenvolvido. Embora seja sabido que
as mútuas indutâncias afetam o desempenho [2, 8, 9], este
método de simulação permite a obtenção de resultados
bastante úteis para o desenvolvimento do projeto, com um
tempo de processamento bastante reduzido quando se
compara, por exemplo, com simulações realizadas com o
MEF acoplado com as equações de circuitos.
Um conjunto de curvas de magnetização da máquina,
como as mostradas na Fig. 4, são usadas para a construção de
uma superfície ψ x θ x i, respectivamente, fluxo
concatenado, posição angular do rotor e corrente de fase,
mostrada na Fig. 7. A cada passo da simulação, utiliza-se a
equação da tensão na fase para determinar o fluxo
concatenado para aquela particular posição do rotor que é
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
conhecida pelo fato de ser assumida a velocidade constante.
Com estes valores de fluxo e posição, determina-se o valor
instantâneo da corrente por interpolação nesta superfície.
Desta forma, seguindo-se este procedimento passo a passo,
obtém-se os valores instantâneos de fluxo e de corrente.
Fig. 7 – Superficie ψ x θ x i
Este método de simulação é adequado tanto para a
operação como motor, como para a operação como gerador.
Durante o período de condução das chaves de potência, a
tensão do barramento CC, VDC, é aplicada na fase e,
considerando-se que as mútuas são desprezíveis, obtém-se a
equação:
V DC = R ⋅ i +
dΨ
dt
(01)
onde, R é a resistência de fase, i é a corrente instantânea e
ψ é o fluxo concatenado. Para qualquer posição do rotor após
o ângulo de inicio de condução, θon, o fluxo é calculado
considerando-se a velocidade angular constante ω, conforme
a equação (02),
Ψ=
1
θ
(V
ω ∫θ
on
DC
− R ⋅ i )dθ + Ψon
(02)
Durante este intervalo de tempo, conhecidas a posição
instantânea do rotor e o valor instantâneo de fluxo
concatenado, obtém-se o valor instantâneo da corrente por
interpolação na superfície ψ x θ x i através de um método
passo a passo no tempo. Após o desligamento das chaves de
potência, que ocorre no ângulo θoff, a corrente circula
através dos diodos e da fase e a tensão reversa do barramento
é aplicada na fase. Durante este intervalo de tempo, até o
ângulo de extinção θext, quando a corrente na fase
finalmente se anula, a corrente é determinada de uma forma
semelhante [6].
V. MEF – ACOPLAMENTO COM CIRCUITOS
Nesta seção são mostradas as simulações do desempenho
da máquina de relutância, usando o MEF acoplado com as
equações de circuitos elétricos. Assim, o conversor mostrado
na Fig. 2 é modelado conforme a Fig.8, que apresenta apenas
uma fase da máquina. Este modelo de circuito é usado tanto
para simular o funcionamento como motor, como o
funcionamento como gerador. Nas simulações são usadas
todas as fases, modeladas como a fase mostrada, e nesta
figura foi mostrada apenas uma somente para melhorar a
visualização. Observam-se dois ramos contendo um
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
capacitor e um resistor em série. Estes capacitores
representam a capacitância total conectada ao barramento
CC. Os valores das resistências são pequenos e elas são
necessárias para evitar distúrbios acentuados na simulação;
se não houvesse estes resistores, a tensão do barramento,
para o caso de simulações na condição operacional de
gerador auto-excitado, se tornaria instável devido a
problemas numéricos. O resistor R2 é a carga nas simulações
como gerador e nas simulações como motor ele é retirado.
Cada fase do tem duas chaves de potência, dois diodos,
quatro lados de bobinas, um resistor conectado em paralelo,
um resistor em série e um indutor em série. Os elementos de
circuito que aparecem em paralelo com o resistor R1P são
usados para modelar a fase. A fase 1 da máquina é
representada por quatro bobinas (BOB1A…BOB1D) ligadas
em série e com polaridades adequadas a um resistor R1E e
um indutor L1E. Estes dois últimos elementos são os
parâmetros representativos das cabeceiras de bobinas. Cada
uma destas bobinas representa um lado de bobina da fase,
conforme pode ser observado na seção transversal mostrada
na Fig.1. Levando-se em consideração que os condutores são
suficientemente finos, o efeito pelicular é desprezado. Os
parâmetros das cabeceiras são calculados através de métodos
analíticos convencionais. O resistor R1P ligado em paralelo
tem um valor elevado para minimizar sua influência no
circuito e serve para adquirir a forma de onda da tensão de
fase.
O modelo de circuito é usado para simular as operações
como motor e como gerador auto-excitado. A fonte CC é
usada para a alimentação quando se trata de simulações do
funcionamento como motor. Nas simulações do
funcionamento como gerador, a fonte é mantida no
barramento apenas nos primeiros ciclos do funcionamento
para evitar um descarregamento dos capacitores, que
ocorreria para suprir a energia necessária para excitar cada
fase no início de cada ciclo. Se isto ocorresse na simulação,
isto iria provocar um enorme distúrbio na tensão do
barramento e aumentar enormemente o tempo de simulação.
Os transistores de potência são representados por chaves,
que são abertas e fechadas de acordo com a posição
instantânea do rotor, levando-se em consideração que a
velocidade é constante e a posição inicial do rotor no início
da simulação.
As equações do MEF são então acopladas com as
equações de circuitos, o que resulta num sistema de
equações, que é resolvido levando-se em consideração as
não-linearidades através do método Newton-Raphson e
usando uma técnica passo a passo no tempo. O passo de
tempo deve ser suficientemente pequeno para assegurar
resultados suficientemente precisos e a escolha do seu valor é
uma das escolhas criticas deste tipo de método. Valores
pequenos demais resultam num tempo excessivo de
processamento; valores grandes demais resultam em
imprecisão e oscilações dos resultados. Observou-se nestas
simulações que são necessários, pelo menos, 40 passos de
tempo por ciclo de cada fase para se conseguir resultados
satisfatórios.
A Fig. 9 mostra um exemplo do efeito da escolha do
número de passos de tempo por ciclo. Esta figura mostra a
tensão e a corrente no capacitor do barramento CC, obtidas
73
das simulações do funcionamento como gerador autoexcitado. Até o instante 0,28 s, 40 passos de tempo são
usados durante o intervalo de condução das chaves de
potência. Após este instante, este número foi reduzido para
10, resultando numa diminuição da tensão e da corrente, o
que não corresponde à realidade do funcionamento do
gerador. Um outro aspecto que pode contribuir para uma
redução significativa do tempo de processamento nas
simulações do funcionamento como gerador auto-excitado, é
a disponibilidade de métodos de cálculo que permitam prever
o valor da tensão do barramento, para as condições de
velocidade e ângulos de controle especificados [2].
T1
RC1
RC2
BOB1A
CH1
BOB1B
C2
C1
BOB1C
V
R1P
dc power
supply
BOB1D
R2
R1E
D1
D2
L1E
T2
mecânicas para se realizar as análises da adequação do
projeto.
B. Simulação da Operação com Recortamento da Tensão do
Barramento CC – MEF acoplado
Para realizar as simulações quando o motor opera no
modo de recortamento de tensão usando o MEF acoplado
com as equações de circuitos, o mesmo modelo de circuito
da Fig. 8 é utilizado, com a inclusão de uma chave adicional
em série com a chave superior de cada fase. A função desta
chave é possibilitar o recortamento da tensão do barramento.
Esta forma de operação é usada nas faixas de baixa e de
média velocidade.
Na realidade, o conversor real não dispõe destas chaves,
que são incluídas unicamente para possibilitar a simulação.
Levando em consideração o requisito de se utilizar um
número de passos de tempo mínimo por ciclo e que a
freqüência do recortamento da tensão é muito maior do que a
freqüência da operação de cada fase verifica-se que o tempo
de processamento pode atingir valores elevados, dependendo
dos valores particulares dos parâmetros de controle em
questão.
A Fig. 11 mostra os resultados da simulação para a fonte
CC ajustada em 100 volts e com a velocidade do rotor
constante e igual a 625 rpm.
Fig. 8 – Modelo do circuito
80
4
2
0
40
-2
current (A)
voltage (V)
60
20
-4
I
V
0
0,20
0,25
0,30
Fig. 10 – Corrente de fase, simulação MEF, motor, pulso único
-6
0,35
time (s)
Fig. 9– Tensão e corrente do capacitor do barramento CC
VI. RESULTADOS
Nesta seção serão apresentados resultados das simulações
do desempenho da máquina e serão comentados os seus
principais aspectos.
A. Simulação da Operação no Modo de Pulso Único – MEF
A Fig. 10 é um exemplo dos resultados obtidos da
simulação pelo MEF acoplado com as equações de circuitos,
na operação como motor no modo de pulso único, com a
fonte CC que alimenta o barramento ajustada em 70 Volts e
com velocidade constante igual a 3000 rpm. Estas
simulações são realizadas com um tempo de processamento
relativamente curto, da ordem de 6 horas, pois a tensão do
barramento é garantida pela fonte de corrente contínua.
Apenas uns poucos ciclos de simulação são necessários para
se assegurar a convergência dos resultados. Na parte de pósprocessamento do programa, podem-se obter as diversas
formas de onda das diversas grandezas eletromagnéticas e
74
Fig. 11 – Corrente de fase, simulação MEF, motor, PWM
C. Simulação da Operação como Gerador Auto-excitado, no
modo de pulso único - MEF acoplado
As figuras 12, 13 e 14, apresentam alguns resultados
obtidos da simulação do funcionamento como gerador autoexcitado, no modo de pulso único. Nesta simulação, a
capacitância total do barramento é de 5640 µF com uma
carga resistiva de 40 Ω. A velocidade do rotor é de 1400
rpm. Além dos aspectos relativos à escolha do passo de
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
voltage
current
apresentadas, a tensão do barramento é de 100 V, 1250 rpm e
com ângulo de condução de 30 graus. Observa-se pelas
figuras que são obtidos bons resultados e as principais fontes
de erros são: mútuas indutâncias, imperfeições na fabricação
e imprecisão do sistema de sensoriamento da posição do
rotor.
2,0
1,5
torque (Nm)
tempo, é necessária também a utilização de métodos
adequados para o cálculo do valor médio da tensão do
barramento CC para minimizar o tempo de processamento. O
valor médio da tensão do barramento é assumido como
condição inicial dos capacitores do barramento. Esta
determinação é critica neste tipo de simulação e, se o valor
não for suficientemente próximo do valor resultante da
tensão para as condições especificadas, o tempo de
processamento pode se tornar proibitivo. Em condições
adequadas, para a obtenção de resultados significativos, basta
simular alguns ciclos de operação, com um tempo de
processamento da ordem de 24 horas.
1,0
0,5
100
5
0
2
-50
1
0
0,02
-100
0,04
0,03
time (s)
Fig. 12 – Corrente e tensão de fase, simulação MEF, gerador
current
0,02
0,04
0,06
0,08
time (s)
Fig. 14 – Torque, simulação MEF, gerador auto-excitado
5
calculated
measured
4
phase current (A)
3
phase 1 voltage (V)
phase 1 current (A)
0,0
50
4
3
2
1
0
74,0
2
-1
73,0
72,5
-2
72,0
-4
71,5
-6
71,0
0,02
0,03
0,04
time (s)
Fig.13 – Corrente e tensão do capacitor, simulação MEF, gerador
D. Resultados de Ensaios e da Simulação com o Mathcad
Seguindo-se o procedimento descrito na Seção IV, foram
realizadas as simulações usando-se o programa Mathcad. As
próximas duas figuras, 15 e 16 foram incluídas para
apresentar os resultados das simulações da máquina
operando como motor e dos testes realizados nas mesmas
condições operacionais. Este método de simulação também
pode ser utilizado para a operação como gerador bastando
para isto, avançar o ângulo de inicio de condução. Os
protótipos foram construídos com carcaças basculantes e
com bobinas de sonda envolvendo os seus pólos, de forma a
possibilitar a medição do fluxo concatenado com um
integrador, conforme a Fig. 16. Nestas condições
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
0,000
0,002
0,004
0,006
0,008
0,010
0,012
time (s)
Fig. 15 – Corrente de fase instantânea
0,4
linkage flux (Wb.turns)
0
capacitor current (A)
DC link voltage (V)
73,5
calculated
measured
0,3
0,2
0,1
0,0
0,000
0,002
0,004
0,006
0,008
0,010
0,012
time (s)
Fig. 16 – Fluxo concatenado com a fase 1 em função do tempo
Uma das grandes vantagens de um método de simulação
deste tipo é a possibilidade da obtenção relativamente rápida
de curvas de desempenho como a da Fig. 17, que mostra a
relação torque x velocidade da máquina.
75
aveage torque (Nm)
4
T=K/ω
3
2
T=K/ω
2
1
0
0
2000
4000
6000
8000
10000
rotor speed (rpm)
Fig. 17 – Torque médio versus velocidade
VII. CONCLUSÕES
Neste artigo são apresentados alguns aspectos
concernentes à utilização de métodos computacionais para o
projeto de motores e geradores de relutância chaveados.
Destacam-se os aspectos importantes de cada método
considerado e que podem ser aplicados no desenvolvimento
de projetos de novas máquinas.
Estes métodos estão sendo aplicados em três protótipos,
que foram fabricados para possibilitar as comparações com
resultados experimentais.Pretende-se aplicar estes protótipos
no acionamento de cadeiras de rodas para deficientes físicos,
para a construção de uma bancada que permita o
desenvolvimento de estudos de tração elétrica e para
aplicações como gerador elétrico.
Os resultados obtidos até aqui são satisfatórios e muitos
desenvolvimentos ainda são necessários, tais como:
a) determinação do torque instantâneo com o Mathcad;
b) simulação da operação com PWM com Mathcad;
c) desenvolvimento de sistemas de controle adequados
baseados em microcontroladores ou Processadores Digitais
de Sinais – DSP’s, usando estes resultados de simulação; etc.
A experiência obtida até aqui parece mostrar que é
necessária a disponibilização de métodos analíticos que
conduzam rapidamente a resultados globais, tais como, as
simulações com Mathcad, para fazer uma primeira
abordagem do projeto de uma aplicação. Uma vez escolhido
o(s) projeto(s) que podem ser satisfatórios, pode-se investir o
tempo e recursos para a aplicação de métodos mais precisos
como o MEF acoplado com circuitos.
AGRADECIMENTOS
Agradecemos aos alunos da Unicsul e ao técnico Luciano
B. Pereira pela colaboração neste projeto. P. P. de Paula
agradece à CAPES pelo financiamento parcial deste trabalho
através de bolsa de Pós-Doutoramento no Laboratoire
d’Eletrotechnique de Grenoble, projeto 1262-02-5.
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Control. Oxford, Magna Physics Pub., 1993.
[2]P.P. de Paula, Aspectos de projeto, simulação e operação
de geradores e motores de relutância chaveados, Tese
(Doutorado), EPUSP, São Paulo, Brasil, 2000.
76
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motor”, in Proceedings of APEC’94, 1994, pp.41-46.
[4]T. Sawata, P.C. Kjaer, C. Cossar and T.J.E. Miller, “A
control strategy for the switched reluctance generator”, in
Proceedings of ICEM’98, 1998, vol.3, pp.2131-2136.
[5]R. Inderka, M. Menne and R.W. De Doncker, “Generator
operation of a switched reluctance machine drive for
electricvehicles”, in Proceedings of EPE99 (CD), 1999.
[6]P.P. de Paula, W.M. da Silva, G. Janólio, A. M. Ebesui,
G. Ett and V. Ett, “Preliminary results of an electric
vehicle traction system prototype based on fuel-cell and
switched reluctance motor-generator”, in Proceedings of
the
Brazilian
Power
Electronics
Conference–
COBEP2001, Florianópolis, Brasil, 2001, pp. 259-266.
[7]Laboratoire d’Electrotechnique de Grenoble, FLUX2D:
logiciel de calcul électromagnétique par éléments finis,
LEG-CEDRAT (CEE), Grenoble, France, MAGSOFT,
New York, USA.
[8]P.P. de Paula, W.M. da Silva, S.I. Nabeta and J.R.
Cardoso,
“Modelling
a
switched
reluctance
motor/generator by using the finite-element method
coupled with circuit equations”, Proceedings of
ICEM2000, Helsinki, Finland, pp.1752-1756.
[9]T.J.E. Miller, “Developments in reluctance motors
characteristics and design methods”, Proceedings of the
IPEC2000, Tokyo, Japan, pp. 608-613.
DADOS BIOGRÁFICOS
Pedro Pereira de Paula, nascido em 03/06/1955 em
Sorocaba, SP, é engenheiro eletricista (1981), mestre (1993)
e doutor em Engenharia Elétrica (2000) pela Escola
Politécnica da USP. Foi engenheiro da Seção de Materiais do
IEE-USP (82 a 85), do Agrupamento de Eletrotécnica do IPT
(85 a 87) e, desde 1987, é engenheiro do Centro Tecnológico
da Marinha em SP. Atualmente é Professor Titular da
Universidade Cruzeiro do Sul, onde atua desde 1995. Suas
áreas de interesse são: projeto, métodos de simulação e
ensaios de máquinas elétricas, particularmente, máquinas de
relutância, de imãs permanentes e síncronas. É membro da
SOBRAEP.
Wanderlei Marinho da Silva, nascido em 18/05/1964 em
São Paulo, é engenheiro eletricista (1990) pela Universidade
Santa Cecília, mestre (1998) e doutorando em Engenharia
Elétrica pela Escola Politécnica da USP. Possui
especialização (1997) pela University of Manchester Institute
of Science and Technology – UMIST, Manchester,
Inglaterra. É tecnologista sênior do Instituto de Pesquisas
Energéticas e Nucleares – IPEN-CNEN-SP e ocupa
atualmente o cargo de engenheiro responsável pela seção de
Eletrônica de Potência do Centro Tecnológico da Marinha
em São Paulo CTM-SP. Atualmente é professor adjunto da
Universidade Cruzeiro do Sul, onde atua desde 1996. É
professor do curso de pós-graduação em instrumentação,
controle e automação do Instituto Mauá de Tecnologia -IMT.
Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade
do processamento da energia elétrica, sistemas de controle
eletrônicos e acionamentos de máquinas elétricas,
modelagem e simulação computacional. É membro da
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SOBRAEP.
José Roberto Cardoso, nascido em 1949 em São Paulo, é
engenheiro eletricista (1974), mestre (1979) e doutor em
Engenharia Elétrica pela Escola Politécnica da USP. Desde
1999 ele é Professor Titular do Departamento de Engenharia
Elétrica da EPUSP. Em 1988, ele fundou o LMAG –
Laboratório de Eletromagnetismo Aplicado. Ele foi o
chairman do COMPUMAG’97. Suas áreas de interesse
incluem o cálculo de campos eletromagnéticos pelo MEF e
máquinas elétricas.
Silvio Ikuyo Nabeta, nascido em 02/07/1960 em São Paulo,
é engenheiro eletricista (1983) e mestre (1990) pela Escola
Politécnica da USP e doutor em Engenharia Elétrica (1994)
pelo Institut National Polytechnique de Grenoble. De 1984 a
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
1986 foi engenheiro de projetos de motores industriais e de
tração elétrica (trólebus e metrô) e dispositivos de corrente
contínua na Engesa Equipamentos Elétricos S.A. De 1987 a
1989 atuou como engenheiro de projetos de motores de
potência fracionária na Emhart do Brasil. Em 1990 foi
pesquisador na área de compatibilidade eletromagnética no
IPT - SP. Desde 1997 é docente na Escola Politécnica da
USP e suas áreas de interesse são: desenvolvimento de
ferramentas numéricas em eletromagnetismo, máquinas e
tração elétrica. Publicou 17 artigos em revistas indexadas
nacionais e internacionais e 56 trabalhos em congressos.
Possui uma patente de motor de relutância chaveado para
ferramentas manuais no INPI. É presidente da SBMag Sociedade Brasileira de Eletromagnetismo na gestão 20022004 e membro representante das Américas no board da ICS
International
Compumag
Society
até
2006.
77
78
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
SISTEMA DE ACIONAMENTO PARA MOTORES DE INDUÇÃO
MONOFÁSICOS - UMA AVALIAÇÃO
M.B. de R. Corrêa1,2, C.B. Jacobina1, A.M.N. Lima1 e E.R.C. da Silva1
1
Dep. de Eng. Elétrica - CCT - UFCG - Caixa Postal 10.105
58109-970 Campina Grande, PB - Brasil
Fone: (83)310-1061/1136, Fax: (83)310-1418/1015
2
CEFET - AL, UNED - Palmeira dos Indios, AL – Brasil
email: {mbeltrao,jacobina,amnlima,edison}@dee.ufcg.edu.br
Resumo: Este artigo investiga o desempenho de
sistemas de acionamento destinados a motores
monofásicos com capacitor de partida ou capacitor
permanente. Neste estudo, é demonstrado como a
operação no modo bifásico aumenta o valor médio do
conjugado, reduz a componente pulsante e suaviza a
corrente de partida, em função do tipo do motor
monofásico em questão. Também apresenta uma
estratégia de controle de alto desempenho baseada na
orientação pelo campo rotórico. Resultados de simulações
e experimentais são apresentados como forma de
demonstrar a viabilidade das configurações.
Palavras-Chave – Acionamento de alto desempenho,
Motores de indução monofásicos, Sistema de
acionamento.
MOTOR DRIVE SYSTEM FOR SINGLE-PHASE
INDUCTION MOTORS – AN EVALUATION
1
Abstract: This paper investigates the performance of
adjustable-speed drive systems for capacitor-start or
capacitor-run single-phase motors. It is demonstrated
that operating single-phase motors in two-phase mode
contributes to increase the motor torque, reduces the
torque pulsation and provides smooth start-up currents,
this paper reveal how the gain in performance occur
depending on the kind of motor. Also a high performance
control strategy based on indirect rotor field orientation
is presented. Simulation and experimental results are
provided to demonstrate the performance, correctness
and feasibility of the proposed approaches.
Keywords – AC motor drive systems, High
performance motor drive systems, Single-phase induction
motors.
I. INTRODUÇÃO
O uso de motores monofásicos está diretamente
relacionado com aplicações de baixa potência. Entre os
diversos tipos de motores monofásicos existentes, são de
interesse, neste trabalho, os que possuem dois conjuntos de
enrolamentos estatóricos (principal e auxiliar) em quadratura,
particularmente, o do tipo capacitor de partida e capacitor
Artigo Submetido em 10/03/2003. Primeira Revisão em 26/04/2003.
Segunda Revisão em 02/06/2003. Aceito sob recomendação do Editor
Especial Prof. Richard Magdalena Stephan.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
permanente. Nas aplicações residenciais, estes motores são
largamente utilizados em máquinas de lavar roupas,
refrigeradores e condicionadores de ar. Outras aplicações nas
quais este tipo de motor é utilizado inclui compressores de
ar, sistemas de bombeamento, e tração para os mais diversos
tipos de implementos e ferramentas. Nestes casos, o motor é
operado com tensão e freqüência constantes e a geração do
campo girante depende do capacitor instalado em série com o
enrolamento auxiliar.
No caso do motor com capacitor de partida, o enrolamento
auxiliar, juntamente com o capacitor, são desligados logo
após a partida e em regime permanente o motor opera com
um único enrolamento. Este modo de operação faz com que
o conjugado eletromagnético tenha uma componente
pulsante cuja freqüência é o dobro da freqüência de
alimentação. Para o motor com capacitor permanente, o
capacitor e o enrolamento auxiliar são utilizados durante toda
a faixa de operação. Comparado ao motor com capacitor de
partida as pulsações do conjugado são menores, todavia
ainda se fazem presentes e durante a partida apresenta um
baixo valor de conjugado.
De modo geral, estes dois tipos de motores ou apresentam
conjugado de partida elevado e com pulsação acentuada em
regime (motor com capacitor de partida) ou baixo valor de
conjugado de partida porém, suave em regime (motor com
capacitor permanente). Para ambos os casos a velocidade de
operação do motor é fixa e depende diretamente da
freqüência de alimentação. Nas situações em que é
necessário variar a velocidade mecânica da carga acoplada ao
motor é comum recorrer a dispositivos mecânicos
dissipativos.
Se por um lado os motores monofásicos satisfazem as
exigências operacionais de inúmeras aplicações (tensão e
freqüência constantes), convém observar que nestas
condições, os motores operam com baixo rendimento e fator
de potência, e não podem funcionar com velocidade variável.
Apesar do acionamento a velocidade variável ser aplicado
com sucesso em motores trifásicos, não há soluções
equivalentes e economicamente viáveis para os motores
monofásicos.
A possibilidade de melhorar o desempenho e ampliar a
faixa de controle dos motores monofásicos tem motivado
pesquisadores em todo o mundo [1–7]. Basicamente, há duas
abordagens para desenvolver o sistema de acionamento com
velocidade variável: numa delas o motor opera no modo
monofásico [8,9] e na outra o motor opera no modo bifásico.
Na primeira, a fonte de tensão é monofásica enquanto na
segunda, é bifásica.
79
Fig. 1. Sistema de acionamento com velocidade variável para
motores monofásicos.
Quando o motor opera no modo monofásico, é
interessante notar que os capacitores são dimensionados para
o funcionamento na freqüência nominal de alimentação, sem
compromisso com a operação em freqüência variável. Nesta
condição, os motores do tipo capacitor permanente são mais
adequados para variar a velocidade, uma vez que seu
funcionamento padrão prevê a utilização contínua do
enrolamento auxiliar, ao contrário do motor capacitor de
partida que o utiliza apenas no transitório de partida. Os
melhores resultados são obtidos quando se utiliza um
capacitor variável que é ajustado para o ponto de operação do
motor [10–13].
A operação no modo bifásico proporciona maior grau de
liberdade para controle do motor monofásico em
acionamento com velocidade variável. Apesar dos trabalhos
normalmente considerarem motores com capacitor
permanente para operação no modo bifásico, é importante
notar que um motor capacitor de partida também pode
funcionar no modo bifásico. Independente do tipo de motor,
o funcionamento equilibrado do motor pode ser conseguido
tratando a assimetria verificada entre os enrolamentos
estatóricos. Uma vez operando no modo bifásico, é possível
estender as técnicas de acionamento de alto desempenho,
outrora desenvolvidas para motores trifásicos, aos motores,
originalmente, monofásicos [14, 15].
Dependendo da topologia do sistema de acionamento,
também, é possível melhorar o fator de potência, caso seja
utilizada uma entrada controlada para realizar a conversão
CA/CC. No desenvolvimento deste trabalho, utilizou-se a
topologia ilustrada na Figura 1, tendo em vista o número
reduzido de chaves, em função da utilização do ponto central
do banco de capacitor.
Este trabalho tem como objetivo contribuir com o
desenvolvimento de sistemas de acionamento de baixo custo,
utilizando motores monofásicos do tipo capacitor de partida
ou capacitor permanente. Para isto, apresenta uma análise
comparativa entre o modo de operação monofásico e bifásico
operando com freqüência variável, utilizando dois motores:
um do tipo capacitor de partida e outro do tipo capacitor
permanente. Como resultado, é possível identificar as
vantagens em operar o motor com freqüência variável, tanto
no modo monofásico como no modo bifásico, para os dois
tipos de motor e salientar os pontos de operação em que
ocorre melhoria, em função do motor em questão. O trabalho
também trata de como aplicar técnicas de acionamento de
alto desempenho para um motor monofásico, operando no
modo bifásico levando em conta a assimetria estatórica.
80
Fig. 2. Modelo da máquina monofásica.
Resultados de simulações e experimentais
apresentados para validar as análises apresentadas.
são
II. MODELO DO MOTOR DE INDUÇÃO MONOFÁSICO
As análises apresentadas neste trabalho avaliam o
funcionamento do motor em regime dinâmico e permanente.
Para tanto, a teoria de geral de máquinas elétricas é utilizada
para obter a representação matemática do motor.
Uma máquina monofásica, dois enrolamentos estatóricos
concentrados defasados de 90o elétricos, pode ser
representada graficamente, tal como ilustrado na Figura 2.
A determinação do modelo elétrico deste motor pode ser
realizada considedrando as seguintes hipóteses:
1. Correntes “positivas” geram fluxos positivos no sentido
do eixo;
2. Entreferro constante: comprimento do circuito
magnético, para o cálculo da indutância, independe do
ângulo θm, ou seja, máquina a pólos lisos;
3. Máquina não saturada, podendo-se escrever para o
fluxo total e conjugado:
φt = Σφi, φi representa a componente de fluxo da fase i,
e
Te = dW/dθm.
Com o objetivo de obter um modelo a parâmetros
constantes, foi adotado um referencial fixo para o sistema de
coordenadas dq, ou seja, as coordenadas d e q estão
orientadas segundo os eixos das grandezas estatóricas
primitivas (sa – eixo magnético do enrolamento estatórico
auxiliar e sp – eixo magnético do enrolamento estatórico
principal). Utilizando o índice s para denotar o referencial
fixo tem-se:
•
Equações das tensões dq no referencial estatórico
s
dφ sdq
⎡rsd 0 ⎤ s
s
v sdq
i
+
(1)
=⎢
⎥ sdq
dt
⎣ 0 rsq ⎦
⎡r
0=⎢ r
⎣0
s
dφ rdq
0⎤ s
⎡ 0
irdq +
+⎢
⎥
rr ⎦
dt
⎣− ω r
ωr ⎤ s
⎥φ rdq
0⎦
(2)
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
•
Equações dos fluxos dq no referencial estatórico
0 ⎤ s
⎡l sd 0 ⎤ s
⎡msrd
s
=⎢
φ sdq
isdq + ⎢
i
(3)
⎥
msrq ⎥⎦ rdq
⎣ 0 l sq ⎦
⎣ 0
⎡msrd
0⎤ s
irdq + ⎢
l r ⎥⎦
⎣ 0
⎡l
⎣0
s
=⎢r
φ rdq
•
Equação mecânica e eletromecânica do motor
s s
s s
Te = P (msrq isq
φ rd − msrd isd
φ rq )
P (Te − Tm ) = J
sendo
s
isdq
0 ⎤ s
i
msrq ⎥⎦ sdq
s
v sdq
=
s
=[ isd
s T
isq
]
s
[ v sd
e
s
irdq
s T
v sq
],
s
=[ ird
s T
irq
],
as
dω r
+ Fω r
dt
tensões
(4)
III. ANÁLISE DE REGIME PERMANENTE
(5)
(6)
estatóricas;
as correntes estatóricas e
s
s
s
s
rotóricas; φ sdq
=[ φ sd
φ sqs ]T e φ rdq
=[ φ rd
φ rqs ]T, os fluxos
estatóricos e rotóricos; rsd, rsq e rr denotam as resistências
estatóricas e rotórica; lsd, lsq, lr, msrd e msrq as indutâncias
próprias do estator e rotor e a indutância mútua entre os eixos
estatóricos e o rotor; ωr, Te e Tm são a velocidade mecânica, o
conjugado eletromagnético e o conjugado mecânico; e por
fim: P, J e F são o número de pares de pólo do motor, o
momento de inércia e o coeficiente de atrito,
respectivamente.
O modelo descrito por intermédio das equações (1)–(6)
representa qualquer tipo de motor monofásico com dois
enrolamentos estatóricos em quadratura. A vantagem é que
também pode ser utilizado para o motor operando com ou
sem capacitor, no modo monofásico ou bifásico. No caso do
motor com capacitor conectado em série como enrolamento
auxiliar (enrolamento localizado sobre o eixo d) e alimentado
por meio de uma fonte de tensão monofásica é possível notar
que a tensão sobre o enrolamento auxiliar será dada por:
s
s
v sd
= v sq
− vc
(7)
na qual vc corresponde a tensão sobre o capacitor em série
com o enrolamento auxiliar, que pode ser calculada por meio
da seguinte expressão:
t
vc =
∫
1 s
isd (τ )dτ + vc (t 0 )
C
(8)
t0
sempre que o capacitor estiver participando do
funcionamento do motor. Para o motor com capacitor
permanente esta situação é válida durante todo o
funcionamento, enquanto para o motor com capacitor de
partida a equação (7) só faz sentido enquanto a chave
centrífuga está fechada. Uma outra observação referente ao
funcionamento do motor com capacitor de partida, diz
respeito ao cálculo do conjugado. Com a abertura da chave
s
centrífuga tem-se que isd
= 0 e consequentemente a equação
(5) passa a ser
s s
Te = Pmsrq isq
φ rd .
(9)
Os estudos realizados com base neste modelo permitem
avaliar o funcionamento do motor operando no modo
monofásico ou bifásico bem como obter um modelo que
permite realizar o controle vetorial da máquina. Apesar do
modelo ser adequado tanto para um motor do tipo capacitor
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
de partida como capacitor permanente é importante lembrar
que a concepção de cada um dos motores é diferente e que
um dos objetivos deste trabalho é observar como o
desempenho de cada um destes motores pode vir a ser
melhorado. Por isto, antes de tratar do acionamento de alto
desempenho, são apresentados aspectos peculiares a
operação destes motores no modo monofásico e bifásico.
A análise de regime permanente é realizada de forma a
obter as características de conjugado dos motores em
diferentes frequências de funcionamento para os motores
operando no modo monofásico e bifásico. Na definição do
modelo de simulação, foram considerados os parâmetros,
obtidos através de ensaios clássicos, dos motores e o modelo
de regime permanente foi obtido com base no modelo
dinâmico (1)-(6) [16]. Para fins de simplificação, considerouse modelos ideais para as fontes de tensão.
A. Capacitor de Partida
Estes motores têm como característica a utilização de um
capacitor dimensionado para que o motor desenvolva um
conjugado elevado na partida. Numa determinada
velocidade, a chave centrífuga retira a alimentação do
enrolamento auxiliar e o motor passa a operar com um único
enrolamento. Note que neste modo de operação o conjugado
eletromagnético é pulsado e, conseqüentemente, produz
perdas no processo de conversão eletromecânica. A operação
deste tipo de motor com tensão e frequência variáveis
encontra limitações no fato da chave centrífuga provocar
variações abruptas nas características operacionais,
impedindo um funcionamento suave. Ainda que, uma vez
aberta, a chave centrífuga só volte a fechar caso o motor seja
desligado da rede elétrica, não é possível garantir uma grande
faixa de velocidade para o motor operar.
Por outro lado, a operação no modo bifásico permite que o
motor opere em uma grande faixa de velocidade ao mesmo
tempo em que ocorre uma redução na amplitude da pulsação
do conjugado eletromagnético, resultando em um aumento
no rendimento do motor.
Nas Figuras 3(a) e 4(a) encontram-se ilustradas as
características do conjugado médio em função do
escorregamento de um motor capacitor de partida operando
no modo bifásico e monofásico (respectivamente)
considerando diferentes frequências e mantendo constante a
relação V/Hz nominal. Nestas curvas, ωs = 2πfs representa a
frequência elétrica da tensão de alimentação e ωr indica a
velocidade elétrica do rotor. Com base nos resultados
obtidos, é possível perceber que, principalmente, para valores
de frequência abaixo da nominal, o modo de operação
bifásico permite um aumento do conjugado eletromagnético
máximo. As descontinuidades observadas, nas curvas do
modo de operação monofásico, devem-se à abertura da chave
centrífuga.
Em relação às oscilações no conjugado, é possível
perceber, por meio das Figuras 3(b) e 4(b), que no modo
bifásico ocorre uma redução significativa da amplitude desta
componente. É importante lembrar que o termo pulsante está
81
(a) Conjugado médio.
(a) Valor médio do conjugado.
(b) Amplitude da componente pulsante do conjugado.
(b) Amplitude da componente pulsante do conjugado.
Fig. 3. Perfil do torque de um motor com capacitor de partida,
operando no modo bifásico, sem capacitor e chave centrífuga.
Fig. 4. Perfil do torque de um motor com capacitor de partida,
operando no modo monofásico, com capacitor e chave de
centrífuga.
diretamente associado a perdas e que sua redução resulta em
melhoria de rendimento. Na definição das tensões de
alimentação as componentes dq estão em quadratura e foram
s
s
ajustadas, em amplitude, de modo que | v sd
|=msrd/msrq| v sq
|. O
isto só tem efeito quando o motor opera com velocidade
próxima a nominal, uma vez que operando com velocidade
inferior, volta a ser possível reestabelecer o valor nominal da
tensão para o enrolamento principal.
fator msrd/msrq corresponde aproximadamente a relação entre
o número de espiras do enrolamento auxiliar e principal e
conforme será mostrado na seção V é essencial para definir o
funcionamento equilibrado do motor. Uma vez que o
enrolamento auxiliar (eixo d) possui um maior número de
espiras e resistência elétrica, a amplitude da tensão aplicada
neste enrolamento é maior que no enrolamento principal.
Desta forma, admitindo que o valor máximo de tensão para
operar no modo monofásico ou bifásico é o mesmo, o
enrolamento principal pode vir a operar com uma tensão
abaixo da nominal, uma vez que o enrolamento auxiliar
necessita de maior valor de tensão.
Apesar da restrição, apenas para os casos em que o
número de espiras do enrolamento auxiliar é bem maior que
no principal (cerca de 30%) é que este fato serve de
impedimento para operação no modo bifásico. Entretanto,
B. Capacitor Permanente
82
O fato deste tipo de motor operar continuamente com um
capacitor em série com o enrolamento auxiliar, e
consequentemente, utilizando os dois enrolamentos mesmo
em regime permanente, faz com que opere de forma mais
suave que o do tipo anteriormente analisado. Além disto a
presença do capacitor colabora para que o motor opere com
um melhor fator de potência. Todavia, é característico deste
tipo de motor um baixo conjugado de partida. Desta forma,
sua utilização é restrita a cargas que apresentam baixo valor
de inércia.
Seguindo os mesmos procedimentos adotados para avaliar
o motor com capacitor de partida, encontram-se nas Figuras
5 e 6 as curvas de conjugado para os dois modos de
operação. Note que para valores de escorregamento unitário,
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
(a) Conjugado médio.
(a) Valor médio do conjugado.
(b) Amplitude da componente pulsante do conjugado.
(b) Amplitude da componente pulsante do conjugado.
Fig. 5. Perfil do torque de um motor tipo capacitor permanente,
operando no modo bifásico (sem capacitor).
Fig. 6. Perfil do torque de um motor com capacitor permanente,
operando no modo monofásico.
a operação no modo bifásico, Figura 5(a) oferece ganho
acentuado quando comparado ao modo monofásico, Figura
6(a), para todas as frequências. Já para valores de
escorregamento menores, o ganho em conjugado é maior
para frequências abaixo da nominal.
Em relação ao termo pulsante do conjugado, é possível
verificar nas Figuras 5(b) e 6(b) que a pulsação do conjugado
é bastante reduzida quando o motor opera no modo bifásico.
Considerando os resultados da análise do conjugado
eletromagnético em regime permanente, é importante
perceber que o modo de operação bifásico é mais adequado
para fazer variar a velocidade, independente do tipo de motor
em questão – capacitor de partida ou capacitor permanente.
conjugado eletromagnético, o perfil das correntes estatóricas
foram considerados.
Para ambos os motores foi aplicado um transitório de
partida utilizando um controle V/Hz da tensão de alimentação
e o conjugado de carga foi considerado constante. Os
resultados são apresentados e discutidos na sequência do
trabalho.
IV. ANÁLISE DE REGIME TRANSITÓRIO
Na análise de regime transitório é realizada uma avaliação
do comportamento dinâmico dos motores quando submetidos
a diferentes formas de alimentação. Neste caso, além do
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
A. Capacitor de Partida
Nas Figuras 7 e 8 encontram-se as curvas de conjugado e
corrente do motor tipo capacitor de partida, quando operando
no modo monofásico e bifásico, respectivamente. O efeito do
controle de tensão sobre o funcionamento do motor faz com
que os valores de conjugado e corrente, durante o transitório,
fiquem próximos dos valores de regime permanente.
Todavia, é importante notar que a as oscilações do conjugado
são bem mais acentuadas quando o motor opera no modo
monofásico. Com relação as correntes, note que as
amplitudes são menores quando operando no modo bifásico.
83
Fig. 7. Curva de conjugado e correntes de fase de um motor do tipo
capacitor de partida durante um transitório de partida utilizando o
controle V/fs constante, operando no modo monofásico.
Fig. 9. Curva de conjugado e correntes de fase de um motor do tipo
capacitor permanente durante um transitório de partida utilizando o
controle V/fs constante, operando no modo monofásico.
Fig. 8. Curva de conjugado e correntes de fase de um motor do tipo
capacitor de partida durante um transitório de partida utilizando o
controle V/fs constante, operando no modo bifásico.
Fig. 10. Curva de conjugado e correntes de fase de um motor do
tipo capacitor permanente durante um transitório de partida
utilizando o controle V/fs constante, operando no modo bifásico.
V. ACIONAMENTO DE ALTO DESEMPENHO
B. Capacitor Permanente
Nas Figuras 9 e 10 encontram-se os resultados do
transitório de partida para o motor com capacitor permanente
operando no modo monofásico e bifásico, respectivamente.
Neste caso, o conjugado de partida é mais elevado quando o
motor opera no modo bifásico. Além disto observe que a
corrente apresenta valores mais elevados com o motor
operando no modo monofásico.
Desta forma, pode-se perceber que um motor com
capacitor permanente apresenta uma resposta dinâmica
melhor (tempo de partida e oscilações de conjugado
menores) quando opera no modo bifásico.
84
Nesta parte do trabalho considera-se acionamento de alto
desempenho as estratégias de controle vetorial do motor. No
desenvolvimento de tais estratégias, a assimetria de um
motor monofásico adquire maior importância uma vez que
interfere diretamente na obtenção de um modelo vetorial
conveniente. A maior dificuldade é fazer com que o modelo
vetorial seja expresso em termos de vetores e parâmetros
constante. Todavia, a compensação realizada para operação
em malha aberta pode ser refinada para obtenção de um
modelo cujos vetores tenham amplitude constante. Como
resultado pode-se mostrar que é possível definir o controle
vetorial com orientação pelo fluxo estatórico ou rotórico
[15].
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
Tal como para uma máquina simétrica, o controle com
orientação pelo fluxo estatórico não garante um
desacoplamento total entre as grandezas dq mas, apesar das
aproximações adotadas em seu equacionamento, apresenta
resultados equivalentes aos alcançados para uma máquina
simétrica. Para fins de detalhamento, será apresentado, em
sequência, o controle com orientação pelo fluxo rotórico,
cuja solução algébrica estabelece um desacoplamento total
entre as grandezas dq.
A. Controle com Orientação pelo Fluxo Rotórico
Partindo do princípio que a orientação pelo campo tem
como base o desacoplamento entre o controle do fluxo
rotórico e o conjugado da máquina, sendo este último
calculado em função das componentes do fluxo rotórico e da
corrente estatórica, considere a equação (5), bem como a
relação entre o fluxo rotórico em função da corrente
estatórica dada por
s
dφ rd
1 s
1
s
s
(10)
+ φ rd
+ ω r φ rq
= msrd isd
τr
τr
dt
s
dφ rq
1 s
1
s
s
(11)
+ φ rq
− ω r φ rd
= msrq isq
τr
τr
dt
sendo τr = lr/rr.
Como resultado da assimetria da máquina, os termos
referentes a indutância mútua entre estator e rotor (msrd e
msrq) são diferentes, dependendo da bobina estatórica em
questão, fato que dificulta a definição de estratégias vetoriais
para controle da máquina. Considerando ser um motor com
pólos lisos tal que o rotor não apresenta assimetrias, o
funcionamento equilibrado requer um vetor de fluxo rotórico
com amplitude constante. Desta forma, a eliminação da
componente oscilatória do conjugado pode ser obtida
impondo correntes estatóricas tais que
s
Α(isd
) msrq 1
=
=
(12)
s
Α(isq ) msrd k
Nesta última expressão A(x) representa um operador que
extrai a amplitude da variável senoidal x. Considerando que
s
s
s
s
isd
1 = isd e i sq1 = i sq / k é possível reescrever as equações
(5), (10) e (11) como segue
Pmsrd s s
s
s
Te =
(isq1φ rd − isd
1φ rq )
lr
s
dφ rd
1 s
1
s
s
+ φ rd
+ ω r φ rq
= msrd isd
1
τr
τr
dt
s
dφ rq
(13)
(14)
1 s
1
s
s
+ φ rq
− ω rφ rd
= msrd isq
(15)
1
τr
τr
dt
O modelo vetorial pode ser obtido, a partir destas duas
últimas equações, e poderá ser escrito para um referencial
genérico (aqui simbolizado pelo expoente g), ou seja, este
referencial está situado a um ângulo δg do eixo d, Figura 11.
Como resultado da transformação entre os sistemas de
coordenadas tem-se:
Fig. 11. Diferentes localizações do sistema de coordenadas dq em
relação ao referencial estatórico: referencial genérico (δg),
referencial fluxo estatórico (δa) e referencial fluxo rotórico (δb).
g
dφrdq
dt
=
1
τr
g
g
φrdq
+ j (ω g − ω r )φrdq
+
1
τr
g
msrd isdq
1 (16)
na qual, ωg = dδg/dt é a freqüência do referencial arbitrário.
As variáveis transformadas podem ser obtidas a partir das
componentes estacionárias, segundo as equações (17) e (18).
g
s
s
φ rdq
= φ rdg + j φ rqg = (φ rd
+ j φ rq
)e
− jδ g
isgdq1 = isgd1 + jisgq1 = (issd1 + jissq1 )e
− jδ g
(17)
(18)
Com base no equacionamento vetorial definido em (16), é
possível aplicar os princípios de orientação pelo campo para
controlar o fluxo rotórico e o torque eletromagnético do
motor monofásico. Para tanto, o vetor fluxo rotórico será
adotado como referencial para as grandezas reais do motor
(eixo d). Como resultado, obtém-se uma equação semelhante
a (16), exceto o índice g que passa a ser b (referencial fluxo
rotórico). Separando as partes real e imaginária da equação,
tem-se:
msrd b
dφ
φ
(19)
isd 1 = r + r
dt
τr
τr
msrd
τr
b
isq
1 = ω br φ r
(20)
sendo ωbr = ωb − ωr e φr a amplitude do fluxo rotórico.
Aplicando as variáveis tranformadas para o referencial “fluxo
rotórico”, no cálculo do torque eletromagnético, a equação
(13) será reescrita como segue:
Pmsrd
b
Te =
φ r isq
(21)
1
lr
O modelo dado por (19), (20) e (21) é semelhante àquele
que determina a lei de controle com orientação pelo campo
de uma máquina simétrica. Considerando que dφr/dt = 0, na
equação (19), é possível deduzir um esquema do controle
indireto com orientação pelo campo, conforme mostra a
Figura 12. Neste diagrama, Te* e φ r* representam os valores
s*
s*
do conjugado e do fluxo de referência e isd
e isq
são as
correntes de referência que devem ser aplicadas à máquina.
Neste mesmo diagrama, o bloco que contém o multiplicador
e jδ b é responsável pela transformação entre o referencial
*
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
85
Fig. 12. Controle com orientação indireta pelo fluxo rotórico.
fluxo rotórico e estacionário, segundo as equações (22) e
(23).
jδ b
s*
b*
b*
isd
]
1 = Re[(i sd 1 + ji sq1 )e
(a)
*
*
*
b*
b*
= isd
1 cos δ b + ji sq1 sen δ b
jδ b
s*
b*
b*
isq
]
1 = Im[(i sd 1 + ji sq1 )e
(22)
*
*
*
b*
b*
= isd
1 sen δ b + ji sq1 cos δ b
(23)
O bloco Rω representa o controlador de velocidade e o
bloco CC+PWM+MI representa o controle de corrente, o
controle de tensão PWM e a máquina de indução. A corrente
de referência pode ser imposta através do uso de
controladores do tipo PI (opção utilizada neste trabalho),
levando em conta aspectos associados a assimetria da
máquina e o controle adequado da fonte de tensão [15], ou de
controladores por histerese. Os estudos por simulação,
realizados para ambos motores (capacitor de partida e
capacitor permanente) confirmaram que o controle vetorial
pode ser aplicado sem destinção, desde que os parâmetros
sejam conhecidos confirmando a análise algébrica.
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Para comprovar as modificações no funcionamento dos
motores monofásicos em função do modo de operação, o
sistema ilustrado na Figura 1 foi implementado em
laboratório. Como parte do sistema, o controle das chaves de
potência foi implementado via software utilizando um
computador Pentium II – 266 MHz equipado com placas de
controle dotadas de temporizadores e conversores A/D de 12
bits. A freqüência de chaveamento utilizada para o controle
das chaves foi de 10 kHz. Para medir a velocidade, utilizouse um sensor ótico de posição com resolução de 12 bits para
que fosse calculado o deslocamento do eixo rotórico em
função do tempo de amostragem.
Considerando que os estudos por simulações revelam que
os dois tipos de motores podem operar com velocidade
variável tanto no modo bifásico como monofásico, o motor
do tipo capacitor de partida foi tomado com exemplo para
estudo em laboratório. Na realização dos testes experimentais
foram medidas a velocidade e as correntes estatóricas da
máquina. As curvas resultantes encontram-se nas Figuras 13
86
(b)
Fig. 13. Evolução da velocidade e correntes de fase de um motor
do tipo capacitor de partida durante um transitório de partida
utilizando o controle V/fs constante, operando no modo
monofásico.
e 14, sendo que a primeira é referente ao modo monofásico e
a segunda, ao modo bifásico. Para o controle da tensão, foi
mantida constante a razão V/Hz nominal do motor. O efeito
da operação fora da freqüência nominal, para o motor
capacitor de partida, é limitar a geração de torque
eletromagnético.
De fato, nesta condição não há torque suficiente para iniciar
o movimento antes de t = 1.2 s , Figura 13(a), sendo
necessário quase um segundo a mais em relação ao modo
bifásico, Figura 14(a). Em relação as correntes nos
enrolamentos da máquina, observa-se que o modo de
operação monofásico 14(b) implica em valores mais
elevados comparados aos obtidos no modo bifásico 13(b).
Estas características de funcionamento sãoo diretamente
relacionadas com a operação mais suave que o motor
apresenta quando no modo bifásico.
Na Figura 15 são apresentados resultados referentes ao
motor operando segundo o controle com orientação pelo
fluxo rotórico. Ao contrário dos casos anteriores, a
determinação da velocidade bem como a leitura das correntes
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
passa a ser obrigatória, resultando em um sistema de maior
custo, porém de maior precisão para o controle de velocidade
conjugado de partida, enquanto que para o motor com
capacitor de partida o benefício ocorre em termos da redução
da componente pulsante do conjugado. Para ambos os
motores fica claro que a variação de velocidade no modo
monofásico, principalmente para o motor do tipo capacitor
de partida, não é recomendável tendo em vista o
dimensionamento dos capacitores (permanente ou de partida)
(a)
Fig. 15. Evolução da velocidade mecânica e correntes estatóricas
no motor controlado segundo os princípios de orientação pelo
fluxo rotórico.
(b)
Fig. 14. Evolução da velocidade e correntes de fase de um motor
do tipo capacitor de partida durante um transitório de partida
utilizando o controle V/fs constante, operando no modo bifásico.
da máquina. Como resultado, pode ser observado que a
velocidade segue corretamente a referência indicando que o
controle proposto para a máquina monofásica é realizável.
Observando as correntes medidas durante o transitório de
partida, note que em virtude da compensação para garantir o
funcionamento equilibrado, as componentes de eixo d e q
possuem amplitudes diferentes.
VII. CONCLUSÕES
Este trabalho avaliou o desempenho de diferentes motores
monofásicos como parte de um sistema de acionamento
utilizando um conversor estático para implementar uma fonte
de tensão com amplitude e freqüência variáveis.
Diante dos resultados é possível observar que,
dependendo do tipo de motor a ser acionado é possível obter
maior valor para o conjugado eletromagnético bem como
uma redução na amplitude do termo pulsante, em diferentes
pontos de operação. Para o motor com capacitor permanente
a operação no modo bifásico confere um aumento no
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
ser específico para um determinado ponto de operação.
A operação no modo bifásico permite acionar o motor
utilizando técnicas de alto desempenho, mantendo o
funcionamento do motor equilibrado. Apesar da assimetria
do motor dificultar a obtenção de um modelo vetorial
adequado, é possível fazê-lo a partir de uma manipulação
algébrica na qual se considera a assimetria do motor.
Atualmente, o controle vetorial para motores monofásicos
encontra resistência, devido ao custo associado ao sistema de
acionamento, frente a simplicidade normalmente empregada
nas aplicações que envolvem motores monofásicos. Todavia,
o interesse em desenvolver sistemas de acionamento com
velocidade variável para motores monofásicos, juntamente
com a contínua redução de preço dos sistemas embarcados,
permite acreditar que se trata de uma solução a ser explorada
em um futuro próximo e que merece continuar sendo
avaliada.
REFERÊNCIAS BIBLIOGÁFICAS
[1]D.G. Holmes and A. Kotsopoulos. “Variable speed
control of single and two phase induction motors using a
three phase voltage source inverter”, in Proc. of IAS, pages
613–620, 1993.
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rectifier fed single-phase variable speed induction motor
drive”, in Proc. of PESC, pages 114–119, 1996.
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for permanent-slit capacitor motor”, in Proc. of
IAS, pages 2004–2010, 2000.
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Proc. of PESC, pages 1446–1451, 2001.
[5]A.S. Ba-Thuya, R. Khopkar, K. Wei, and H.A. Toliyat.
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induction motors”, in Proc. of PCC, pages 1328–1333, 2002.
[7]M.B.R. Corrêa, C.B. Jacobina, A.M.N. Lima, and E.R.C.
da Silva. “Adjustable-speed single-phase induction motor
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[8]E.R. Collins Jr. and R.E. Ashley. “Operating
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[10]E. Muljadi, Y. Zhao, T.H. Liu, and T.A. Lipo.
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[11]T.A. Lettenmaier, D.W. Novotny, and T.A. Lipo.
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controlled capacitor”, IEEE Transactions on Industry
Applications, vol. 27, no. 1, pp. 38–43, Jan/Feb 1991.
[12]H. Langari and S. Vaez-Zadeh. “DSP based optimal
torque control of single-phase induction motors”, in Proc. of
PESC, pages 850–855, 2001.
[13]S.E. Deghedie, M.M. Ahmed, and T.H. Abdelhamid.
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hysteresis current controller”, in Proc. of MELECON, pages
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[14]M.B.R. Corrêa, C.B. Jacobina, A.M.N. Lima, and E.R.C.
da Silva. “Single-phase induction motor drives systems”, in
Proc. of APEC, pages 403–409, Dallas - Texas, 1999.
[15]M.B.R. Corrêa. Estruturas Estáticas Alternativas para
Acionamento de Motores de Indução. Tese de doutorado,
Universidade Federal da Paraíba, Campina Grande - PB,
Maio 2002.
[16]P.C. Krause, O. Wasynczuk, and S.D. Sudho. Analysis of
Electric Machinery. IEEE Press, Piscataway, 1995.
DADOS BIOGRÁFICOS
Maurício Beltrão de Rossiter Corrêa, nascido em 1973 em
Maceió, Alagoas, é engenheiro eletricista (1996), mestre
88
(1997) e doutor em Engenharia Elétrica (2002) pela
Universidade Federal da Paraíba. Desde 1997 é professor do
CEFET-AL/UNED-Palmeira dos Índios. Suas áreas de
interesse são: Máquinas Elétricas, Eletrônica de Potência e
Automação.
Cursino Brandão Jacobina, nascido em 1955 em Correntes,
Pernambuco, é engenheiro eletricista (1978), mestre (1980) e
doutor (1983) ambos pelo Institut National Polytechnique de
Toulouse, Toulouse, France. De 1978 até março de 2002 foi
professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal da Paraíba. Desde abril de 2002 é
professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal de Campina Grande. Suas áreas de
interesse são: Eletrônica de Potência, Acionamento de
Máquinas Elétricas, Sistemas de Controle e Identificação de
Sistemas.
Antonio Marcus Nogueira Lima, nascido em 1958 em
Recife, Pernambuco, é engenheiro eletricista (1982) e mestre
(1985) em Engenharia Elétrica pela Universidade Federal da
Paraíba e doutor (1989) pelo Institut National Polytechnique
de Toulouse, Toulouse, France. De 1983 até março de 2002
foi professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal da Paraíba. Desde abril de 2002 é
professor do Departamento de Engenharia Elétrica da
Universidade Federal de Campina Grande. Suas áreas de
interesse incluem Eletrônica de Potência, Acionamento de
Máquinas Elétricas, Sistemas de Controle, Instrumentação
Eletrônica e Identificação de Sistemas.
Edison Roberto Cabral da Silva, nascido em 1942 em
Pelotas, Rio Grande do Sul, é engenheiro eletricista (1965)
pela Escola Politécnica de Pernambuco, mestre (1968) em
Engenharia Elétrica pela Universidade do Rio de Janeiro e
doutor (1972) pela Université Paul Sabatier, Toulouse,
France. De 1967 até março de 2002 foi professor do
Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade
Federal da Paraíba. Desde abril de 2002 é professor do
Departamento de Engenharia Elétrica da Universidade
Federal de Campina Grande. Suas áreas de interesse incluem
Eletrônica de Potência e Acionamento de Máquinas
Elétricas.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
NORMAS PARA PUBLICAÇÃO EM PORTUGUÊS – INSERIR AQUI O TÍTULO
(TAMANHO LETRA 14 PT, LETRAS MAIÚSCULAS, NEGRITO E CENTRADO)
Nomes dos Autores (12 Pt, Maiúsculas e Minúsculas, centrado abaixo do título)
Informações dos autores (10 Pt, Maiúsculas e minúsculas, centrado abaixo do título): Universidade de Tal
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Brasil
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Resumo - O objetivo deste documento é instruir os
autores sobre a preparação dos trabalhos para
publicação na revista Eletrônica de Potência. Solicita-se
aos autores que utilizem estas normas desde a elaboração
da versão inicial até a versão final de seus trabalhos.
Somente serão aceitos para publicação trabalhos que
estejam integralmente de acordo com estas normas.
Informações adicionais sobre procedimentos e normas
podem ser obtidas também diretamente com o editor, ou,
através
do
site
iSOBRAEP
cuja
url
é:
http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista. Observa-se que
são aceitas submissões em inglês, ou, espanhol, sendo que
as normas para estes idiomas são apresentadas nos sites
iSOBRAEP e SOBRAEP (http://www.sobraep.org.br).
Este texto foi redigido segundo as normas aqui
apresentadas para artigos submetidos em português.
Palavras-Chave – Os autores devem apresentar um
conjunto de no máximo 6 palavras-chave (em ordem
alfabética) que possam identificar os principais tópicos
abordados no trabalho.
TITLE HERE IN ENGLISH IS MANDATORY
(12 PT, UPPERCASE, BOLD, CENTERED)
Abstract – The objective of this document is to instruct
the authors about the preparation of the manuscript for
its submission to the Revista Eletrônica de Potência
(Power Electronics Review). The authors should use these
guidelines for preparing both the initial and final
versions of their paper. Additional information about
procedures and guidelines for publication can be
obtained directly with the editor, or, through the web site
iSOBRAEP: http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista. It
is informed that the english, or, spanish languages can be
used for editing the papers, and the guidelines for these
languages are provided in the web sites iSOBRAEP and
SOBRAEP (http://www.sobraep.org.br). This text was
written according to guidelines for submission in
portuguese language.
1
Keywords - The author shall provide a maximum of 6
keywords (in alphabetical order) to help identify the
major topics of the paper.
Nota de rodapé na página inicial será utilizada apenas pelo editor para
indicar o andamento do processo de revisão. Não suprima esta nota de
rodapé quando editar seu artigo.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
NOMENCLATURA
P
Vqd
Iqd
Número de par de pólos.
Componentes da tensão de estator.
Componentes da corrente de estator.
I. INTRODUÇÃO
Serão aceitos trabalhos em português, espanhol e inglês.
Os textos submetidos em português e espanhol devem conter
também o título (title), resumo (abstract) e palavras-chave
(keywords) em inglês, obrigatoriamente.
Caso seja pertinente, pode ser incluída imediatamente
antes da introdução uma nomenclatura das variáveis
utilizadas no texto. Este item não deve levar numeração de
referência, assim como os itens agradecimentos, referências
bibliográficas e dados biográficos.
A introdução tem o objetivo geral de apresentar a natureza
do problema enfocado no trabalho, através de adequada
revisão bibliográfica, o propósito e a contribuição do artigo
submetido.
A Revista Eletrônica de Potência é um meio apropriado no
qual os membros da SOBRAEP (Sociedade Brasileira de
Eletrônica de Potência) e demais pesquisadores atuantes na
grande área da Eletrônica de Potência podem apresentar e
discutir suas atividades e contribuições científicas. Neste
contexto, o Conselho Editorial convida os interessados a
apresentarem artigos completos que envolvam o “estado da
arte”, através de resultados teóricos e experimentais, além de
informações tutorais, nos tópicos de interesse da Sociedade.
Neste contexto, caso o trabalho, ou parte dele, já tenha sido
apresentado e publicado em alguma revista ou conferência,
nacional ou internacional, deve ser anexada no corpo do
trabalho declaração dos autores com estas informações
(quando e onde). Caso o trabalho nunca tenha sido publicado
na sua totalidade, não há necessidade desta declaração.
Os trabalhos somente serão aceitos através de submissão
eletrônica. Os autores deverão submeter e acompanhar todo o
processo de suas contribuições através da página da
iSOBRAEP,
cujo
endereço
na
www
é:
http://www.dee.feis.unesp.br/lep/revista.
Informa-se que somente serão aceitos trabalhos
submetidos como documento em PDF editável (aberto).
Portanto, após a edição de seu trabalho, em conformidade
com estas normas, deverá ser gerado um documento em PDF
com qualidade de artigo, para que possa ser submetido
através do site iSOBRAEP. Observa-se ainda que para a
publicação da versão final, somente serão aceitos artigos que
estejam em conformidade com estas normas de edição.
89
A. Apresentação do Texto
O limite é de 8 (oito) páginas. Apenas excepcionalmente
serão aceitos trabalhos ultrapassando este limite. Isto poderá
ocorrer, a critério do editor, caso o trabalho tenha um caráter
tutorial.
Deve-se usar, obrigatoriamente, as unidades do Sistema
Internacional (SI ou MKS).
Cabe ao(s) autor(es) do trabalho a preparação dos
originais e, posteriormente, seu envio de forma eletrônica,
em PDF, através do site iSOBRAEP, de acordo com estas
normas. Os trabalhos que estiverem fora dos padrões
estabelecidos serão recusados, com a devida informação ao
autor correspondente. A Comissão Editorial não assumirá
qualquer responsabilidade quanto a correções, e possíveis
erros da reprodução dos originais para publicação.
B. Edição do Texto
A editoração do trabalho deve ser feita selecionando o
formato A4 (297 mm x 210 mm), de acordo com este
exemplo.
O espaçamento entre linhas deve ser simples, e a cada
título ou subtítulo, deve-se deixar uma linha em branco.
Como processador de texto, estimula-se o uso do
processador Word for Windows.
1) Tamanho das letras utilizadas no trabalho: Os
tamanhos das letras especificadas nesta norma, seguem o
padrão do processador Word for Windows e o tipo de letra
utilizado é Times New Roman. A Tabela I mostra os
tamanhos padrões de letras utilizadas nas diversas seções do
trabalho.
TABELA I
Tamanhos e Tipos de Letras Utilizadas no Texto
Estilo
Tamanho
(pontos)
8
9
10
12
14
Normal
texto de tabelas
legendas de figuras
instituição dos
autores, texto em
geral.
nomes dos autores
Cheia
Itálica
textos do resumo e
palavras-chave;
títulos de tabelas
título em inglês
título do trabalho
títulos do resumo
e palavras-chave;
subtítulos
2) Formatação das páginas: Na formatação das páginas,
as margens superior e inferior deverão ser fixadas em 25
mm, a margem esquerda em 18 mm e a margem direita em
12 mm. As colunas de textos deverão apresentar uma largura
igual a 87 mm e um espaçamento entre si de 6 mm. A
tabulação a ser utilizada na primeira linha dos parágrafos
deverá ser fixada em 4 mm.
II. ESTILO DO TRABALHO
Neste item são apresentados os principais estilos
utilizados para edição do trabalho.
A. Organização Geral
Os trabalhos a serem publicados na revista devem conter 9
partes principais, a saber: 1) Título; 2) Autores e Instituições
de origem; 3) Resumo e Palavras-Chave; 4) Título em inglês
90
(Title), Abstract e Keywords; 5) Introdução; 6) Corpo do
trabalho; 7) Conclusões; 8) Referências Bibliográficas; 9)
Dados Biográficos. Esta ordem deve ser respeitada, a menos
que os autores usem alguns itens adicionais, a saber:
Nomenclatura; Apêndices e Agradecimentos.
Como regra geral, as conclusões devem vir logo após o
corpo do trabalho e imediatamente antes das referências
bibliográficas. A seguir serão feitos alguns comentários sobre
os principais itens acima mencionados.
1) Título - O título, em português, do trabalho deve ser o
mais sucinto possível, indicando claramente o assunto de que
se trata. Deve estar centrado no topo da primeira página,
sendo impresso em negrito, tamanho 14 pontos, com todas as
letras em maiúsculo.
2) Autores e instituições de origem - Abaixo do título do
trabalho, também centrados na página, devem ser informados
os nomes dos autores e da(s) instituição(ões) a que
pertencem. Poderão ser abreviados os nomes e sobrenomes
intermediários e escritos na sua forma completa o primeiro
nome e o último sobrenome (letras do tipo 12 pontos).
Imediatamente abaixo do nome dos autores, informar as
instituições a que pertencem e os endereços completos (letras
do tipo 10 pontos).
3) Resumo - Esta parte é considerada como uma das mais
importantes do trabalho. É baseado nas informações contidas
neste resumo que os trabalhos técnicos são indexados e
armazenados em bancos de dados. Este resumo deve conter
no máximo 200 palavras de forma a indicar as idéias
principais apresentadas no texto, procedimentos e resultados
obtidos. O resumo não deve ser confundido com uma
introdução do trabalho e muito menos conter abreviações,
referências bibliográficas, figuras, etc. Na elaboração deste
resumo, como também em todo o trabalho, deve ser utilizada
a forma impessoal como, por exemplo, “... Os resultados
experimentais mostraram que ...” ao invés de “...os resultados
que nós obtivemos mostraram que...”.
A palavra Resumo deve ser grafada em estilo itálico e em
negrito. Já o texto deste Resumo será em estilo normal e em
negrito.
Palavras-Chave são termos para indexação que possam
identificar os principais tópicos abordados no trabalho. O
termo Palavras-Chave deve ser grafado em estilo itálico e em
negrito. Já o texto deste item será em estilo normal e em
negrito.
4) Título em inglês - O título deverá ser reproduzido em
inglês, conforme normas apresentadas, destacando-se o estilo
em letras todas maiúsculas, negrito e tamanho 12.
O Abstract deve ser grafado em estilo itálico e em negrito.
Já o texto deste Abstract (em inglês) será em estilo normal
e em negrito.
Keywords são termos para indexação, em inglês, que
possam identificar os principais tópicos abordados no
trabalho. O termo Keywords deve ser grafado em estilo
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
itálico e em negrito. Já o texto deste item será em estilo
normal e em negrito.
5) Introdução - A introdução deve preparar o leitor para o
trabalho propriamente dito, dando uma visão histórica do
assunto, e servir como um guia a respeito de como o trabalho
está organizado, enfatizando quais são as reais contribuições
do mesmo em relação aos já apresentados na literatura. A
introdução não deve ser uma repetição do Resumo, e deve
ser a primeira seção do trabalho a ser numerada como
subtítulo.
6) Corpo do trabalho - Os autores devem organizar o
corpo do trabalho em diversas seções, as quais devem conter
de forma clara, as informações a respeito do trabalho
desenvolvido, facilitando a compreensão do mesmo por parte
dos leitores.
7) Conclusões - As conclusões devem ser as mais claras
possíveis, informando aos leitores sobre a importância do
trabalho dentro do contexto em que se situa. As vantagens e
desvantagens deste trabalho em relação aos já existentes na
literatura devem ser comentadas, assim como os resultados
obtidos, as possíveis aplicações práticas e recomendações de
trabalhos futuros.
8) Referências bibliográficas - As citações das referências
bibliográficas ao longo do texto, devem aparecer entre
colchetes, antes da pontuação das sentenças nas quais
estiverem inseridas. Devem ser utilizados somente os
números das referências bibliográficas, evitando-se uso de
citações do tipo “...conforme referência [2]...”.
Os trabalhos que foram aceitos para publicação, porém
ainda não foram publicados, devem ser colocados nas
referências bibliográficas, com a citação “no Prelo”.
Os artigos de periódicos e anais devem ser incluídos
iniciando-se pelos nomes dos autores (iniciais seguidas do
último sobrenome), seguido do título do trabalho, onde foi
publicado (em itálico), número do volume, páginas, mês e
ano da publicação.
No caso de livros, após os autores (iniciais seguidas do
último sobrenome), o título deve ser em itálico, seguido da
editora, da edição e do local e ano de publicação.
No final destas normas, é mostrado um exemplo de como
devem ser as referências bibliográficas.
9) Dados biográficos - Os dados biográficos dos autores,
deverão estar na mesma ordem de autores colocados no
início do trabalho, e deverão conter basicamente os seguintes
dados:
• Nome Completo (em negrito e sublinhado);
• Local e ano de nascimento;
• Local e ano de Graduação e Pós-Graduação;
• Experiência Profissional (Instituições e empresas em
que já trabalhou, número de patentes obtidas, áreas de
atuação, atividades científicas relevantes, sociedades
científicas a que pertencem, etc.).
Caso sejam utilizados os itens adicionais: Nomenclatura;
Apêndices e Agradecimentos, devem ser observadas as
seguintes instruções:
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.
10) Nomenclatura - A nomenclatura consiste na definição
das grandezas e símbolos utilizados ao longo do trabalho.
Não é obrigatória a sua inclusão e este item não é numerado
como subtítulo. Se este item for incluído, deve preceder o
item Introdução. Caso os autores optem por não incluir este
item, as definições das grandezas e símbolos utilizados
devem ser incluídas ao longo do texto, logo após o seu
aparecimento. No início destas normas é apresentado um
exemplo para este item opcional.
11) Agradecimentos - Os agradecimentos a eventuais
colaboradores não recebem numeração e devem ser
colocadas no texto, antes das referências bibliográficas. No
final deste trabalho é mostrado um exemplo de como podem
ser feitos estes agradecimentos.
OBSERVAÇÃO: Na última página do artigo os autores
devem distribuir o conteúdo uniformemente, utilizando-se
ambas as colunas, de tal forma que estejam paralelas quanto
ao fechamento das mesmas.
B. Organização das Seções do Trabalho
A organização do trabalho em títulos e subtítulos, serve
para dividi-lo em seções, que ajudam o leitor a encontrar
determinados assuntos de interesse dentro do trabalho.
Também auxiliam os autores a desenvolverem de forma
ordenada seu trabalho. Os títulos devem ser organizados em
seções primárias, secundárias e terciárias.
As seções primárias são os títulos de seções propriamente
ditos. São grafados em letras maiúsculas no centro da coluna,
separadas por uma linha em branco anterior e uma posterior,
e utilizam numeração romana e seqüencial.
As seções secundárias são os subtítulos das seções.
Apenas a primeira letra das palavras que a compõe, são
grafadas em letra maiúscula, na margem esquerda da coluna
sendo separada do resto texto por uma linha em branco
anterior. A designação das seções secundárias é feita com
letras maiúsculas, seguidas de um ponto. Utilizam grafia em
itálico.
As seções terciárias são subdivisões das seções
secundárias. Apenas a primeira letra da primeira palavra que
a compõe é grafada em letra maiúscula, seguindo o
espaçamento dos parágrafos. A designação das seções
terciárias é feita com algarismos arábicos, seguidos de um
parêntese. Utilizam grafia em itálico.
III. OUTRAS NORMAS
Figuras, tabelas e equações devem obedecer as normas
apresentadas a seguir.
A. Figuras e Tabelas
As tabelas e figuras (desenhos ou reproduções
fotográficas) devem ser intercaladas no texto logo após
serem citadas pela primeira vez, desde que caibam dentro dos
limites da coluna; caso necessário, utilizar toda a área útil da
página. A legenda deve ser situada acima da tabela, enquanto
que na figura deve ser colocado abaixo da mesma. As tabelas
devem possuir títulos e são designadas pela palavra Tabela,
sendo numeradas em algarismos romanos, seqüencialmente.
91
não seja usada no início do texto uma nomenclatura, as
grandezas devem ser definidas logo após as equações em que
são indicadas.
3 Vi
.
∆I L = I o +
(1)
2 Z
Onde:
∆IL
Io
Vi
Z
- Corrente de pico no indutor ressonante.
- Corrente de carga.
- Tensão de alimentação.
- Impedância característica do circuito ressonante.
IV. CONCLUSÕES
Este artigo foi integralmente editado conforme as normas
apresentadas para submissão de artigos em português.
AGRADECIMENTOS
Fig. 1. Curva de magnetização em função do campo aplicado.
(Observe que o termo “Fig.” é abreviado. Existe um ponto após o
número da figura, seguido de dois espaços antes da legenda).
As figuras necessitam de título, legenda, e são designadas
pela palavra Figura no texto, numeradas em algarismos
arábicos, seqüencialmente, conforme exemplo. A designação
das partes de uma figura, é feita pelo acréscimo de letras
minúsculas ao número da figura, separadas por ponto,
começando pela letra a, como por exemplo, Figura 1.a.
Com o intuito de facilitar a compreensão das figuras, a
definição dos eixos das mesmas deve ser feita utilizando-se
palavras e não letras, exceto no caso de formas de onda e
planos de fase. As unidades devem ser expressas entre
parênteses. Por exemplo, utilize a denominação
“Magnetização (A/m)”, ao invés de “M (A/m)”.
As figuras e tabelas devem ser posicionadas no início ou
no final das colunas, evitando-as no meio das colunas.
Devem ser evitadas tabelas e figuras, cujas dimensões
ultrapassem as dimensões das colunas.
B. Abreviações e Siglas
As abreviações a serem utilizadas no texto, devem ser
definidas na primeira vez em que aparecerem, como por
exemplo, “... Modulação por Largura de Pulso (PWM)...”.
C. Equações
A numeração das equações deve ser colocada entre
parênteses, na margem direita, como no exemplo abaixo. As
equações devem ser editadas de forma compacta, estar
centralizadas na coluna e devem utilizar o estilo itálico. Caso
92
Os autores agradecem a Fulano de Tal, pela colaboração
neste trabalho. Este projeto foi financiado pelo CNPq
(processo xxyyzz).
REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
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Equivalent Circuits for Switches: General Proof and D-Q
Transformation-Based Analysis”, IEEE Transactions on
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Phase Modulated DGPS Transmitter Implemented with a
CMRC”, in Proc. of COBEP, vol. 02, pp. 553-558, 2001.
DADOS BIOGRÁFICOS
Fulano de Tal, nascido em 30/02/1960 em Talópoli é
engenheiro eletricista (1983), mestre (1985) e doutor em
Engenharia Elétrica (1990) pela Universidade de Tallin.
Ele foi, de 1990 a 1995, coordenador do Laboratório de
Tal. Atualmente é professor titular da Universidade de Tal.
Suas áreas de interesse são: eletrônica de potência, qualidade
do processamento da energia elétrica, sistemas de controle
eletrônicos e acionamentos de máquinas elétricas.
Dr. Tal é membro fundador da SOBRAEP e membro da
SBA e IEEE. Durante o período de 1998 até 2000 foi editor
da Revista Eletrônica de Potência da SOBRAEP.
Eletrônica de Potência - Vol. 8, n° 2, Novembro de 2003.